Как найти частоту генерации

53

уравнения Шредингера в прямоугольном потенциальном ящике с размерами d ×w ×L имеет вид

Ecnlm =

2mc

d2

+ w2

+ L2

!,

(2.8)

π2~2

n2

l2

m2

где n,l,m = 1,2,3… – квантовые числа, а соответствующие волновые функции представляются произведением периодической части блоховской функции u(~r) и огибающих функций для квантовых ям в направлениях x,y и z.

Кроме технологических путей создания структур с пониженной размерностью электронного газа, локализация электронов осуществляется также в магнитном поле. С помощью сильного магнитного поля моделируется лазерный режим в квантовых проволоках и ячейках. При помещении обычного лазерного диода в продольное магнитное поле реализуется структура, аналогичная квантовой проволоке. Если используется активный слой в виде квантовой ямы, а магнитное поле ориентировано перпендикулярно плоскости гетероперехода, то образуются квантовые ячейки.

В1987 г. сообщено о получении гетероструктур типа квантовых ячеек, люминесцирующих при инжекции носителей тока. Размеры ячеек составляли 150 ×1000 ×1000˚A в системе GaInAsP −InP. В импульсном режиме при 77 К в плоскости решетки квантовых ячеек наблюдалось усиление света.

Результаты последних исследований свидетельствуют о тесной связи новейших достижений полупроводниковой техники с изучением фундаментальных физических процессов в гетероструктурах. Квантоворазмерные эффекты – основа разработки новых уникальных приборов полупроводниковой электроники.

2.2.Уровни энергии подзон и частота генерации

Влазерном режиме усиление в активной области компенсирует потери излучения, связанные с его выходом из резонатора, с рассеянием и дифракцией в оптическом волноводе. Генерация развивается на частотах, соответствующих максимуму усиления. В квантоворазмерных лазерах частота генерации определяется прежде всего положением уровней подзон, между которыми осуществляются оптические переходы.

Впростейшем случае квантование движения носителей тока в квантовой яме рассматривается как поведение электрона в прямоугольной потенциальной яме. Энергетический спектр усложняется в сверхрешетках, когда ширина потенциальных барьеров сравнима с размерами квантовых ям и надо учитывать взаимодействие уровней в отдельных ямах.

54

Рис. 2.3. Изменение ширины запрещенной зоны Eg в точках Γ, L и X зоны Бриллюэна с составом x соединения AlxGa1−xAs: Γ — Eg(x) = 1.425+1.155x +

0.37x2 (эВ); L — Eg(x) = 1.734 + 0.574x + 0.055x2 (эВ); X — Eg(x) = 1.911 + 0.005x + 0.245x2 (эВ).

В лазерах на основе AlxGa1−xAs высота потенциальных барьеров в квантовых ямах практически линейно связана с составом x. В точке Γ зоны Бриллюэна ширина запрещенной зоны Eg при изменении состава соединения AlxGa1−xAs зависит от x при 300 К как Eg(x) = 1.425 + 1.155x + 0.37x2 (эВ). При этом прямозонная структура реализуется до x ≈ 0.4, а при больших содержаниях Al дно зоны проводимости переходит в точку симметрии X (рис.2.3). Достаточно хорошим приближением в области прямозонной структуры служит выражение Eg(x) = 1.424 + 1.247x (эВ). Тогда, если x = xb −x0, где x0 и xb — молярное содержание Al в активной области и барьерных слоях соответственно, то скачки в зонах составляют Ec = 0.848 x эВ и Ev = 0.399 x эВ.

Для учета изменения величины эффективных масс носителей с составом соединения AlxGa1−xAs можно использовать линейную интерполяцию между GaAs и AlAs. Тогда для эффективной массы электронов на дне зоны проводимости в точке симметрии Γ получаем mc = (0.067 + 0.083x)me. Для дырок надо различать тяжелые и легкие дырки и учитывать анизотропию эффективных масс. Для оценок обычно используются результаты расчетов зонной теории. Значение эффективной массы тяжелых дырок для плотности состояний принимается равным mvh = (0.62 + 0.14x)me, а средняя величина эффективной массы легких дырок составляет mvl = (0.087 + 0.063x)me.

55

Анизотропия энергетического спектра дырок вблизи потолка валентной зоны полностью характеризуется известными зонными параметрами Люттинжера γ1,γ2 и γ3 или Дрессельхауза, Кипа и Киттеля A,B и C. Для сферических зон выполняется γ2 = γ3 или C = 0. В терминах параметров Люттинжера для полупроводников со структурой алмаза или цинковой обманки компонент эффективной массы тяжелых дырок (проекция момента импульса jz = ±3/2) составляет, например, в направлении кристаллографических осей [100] величину mvh = me/(γ1 −2γ2). Компонент для легких дырок (проекция момента импульса jz = ±1/2) равен mvl = me/(γ1 +2γ2). В на—

v =

e/(

1

3)

q

правлениях [110] и [111] получаем, соответственно, mv = me/(γ1 ± γ22 + 3γ32)

и m

m γ

±

2γ

−

– лег-

, где знак » «относится к тяжелым дыркам, а «+»

ким дыркам.

В квантовых ямах вырождение по тяжелым и легким дыркам снимается. Положение уровней подзон в каждой системе дырок определяется величиной продольного компонента эффективной массы соответствующих дырок. Если квантоворазмерные слои выращиваются в плоскости (100), то для продольных масс дырок можно принять значения mvh = me/(γ1 − 2γ2) и mvl = me/(γ1 + 2γ2). Поперечные компоненты эффективных масс дырок

составляют при этом mvh = me/(γ1 + γ2) и mvl = me/(γ1 − γ2). Эти значения задают закон дисперсии дырок в плоскости квантоворазмерных сло-

ев и плотность их энергетических состояний. Смешение состояний и спинорбитальное взаимодействие приводят к непараболичности валентных зон и усложняют кривые дисперсии дырок.

Набор параметров Люттинжера для GaAs γ1 = 6.8, γ2 = 1.9 и γ3 = 2.73 дает следующую величину эффективных масс тяжелых и легких дырок в направлении [100]: mvh = 0.34me и mvl = 0.094me. В направлении [111] реализуются значения mvh = 0.75me и mvl = 0.082me. Анизотропия тяжелых дырок заметно изменяет положение уровней подзон валентной зоны в зависимости от ориентации квантоворазмерных слоев.

Поскольку положение уровней подзон в квантовых ямах задается продольной массой носителей тока, то спектральный диапазон для переходов между подзонами с испусканием или поглощением света определяется именно этим компонентом эффективной массы. С законом дисперсии носителей, т.е. поперечным компонентом эффективной массы, связана скорость оптических переходов и поэтому – форма спектров испускания и поглощения. Например, для переходов с сохранением квазиимпульса электрона поперечные массы носителей прямо входят через приведенную массу mri в приведенную плотность состояний. Однако граничные частоты νni одно-

56

значно задаются продольной массой носителей тока и в случае прямых переходов соответствуют максимумам в спектрах люминесценции и усиления.

Сперва проведем оценки частот генерации в квантоворазмерных гетеролазерах в приближении изотропной эффективной массы [10]. В пределе достаточно больших потенциальных барьеров имеем

π2~2n2

1

1

hνni = Eg +

+

.

(2.9)

2d2

mc

mvi

Здесь все значения относятся к узкозонному материалу и зависят от его компонентного состава. Например, для AlxGa1−xAs в активной области лазера значение Eg, mc и mvi практически линейно возрастают с увеличени-

ем x — молярной доли AlAs. Приводя (2.9) к численному виду, получаем hνni = Eg + 3.76 × 10−3n2(100/d)2(me/mri) (эВ), где d задается в ˚A, а mri —

приведенная масса с учетом соответствующих дырок.

Из формулы (2.9) следует, что одна и та же частота генерации может быть реализована в лазерах с разным составом активной области путем подбора толщины d или при перескоке генерации на переходы через высоколежащие подзоны. При уменьшении d до 50˚A и одновременном увеличении x в активной области до 0.2 энергию квантов света hνg для генерации на переходах с участием легких дырок 1010 можно поднять на 580 мэВ относительно GaAs. Это выполняется, если созданы достаточно большие потенциальные барьеры на границах квантовой ямы.

Квантоворазмерный эффект отражается на частоте генерации заметнее с уменьшением ширины активной области d и эффективной массы носителей. Для разных материалов значение эффективной массы электронов колеблется от 0.015me(InSb) до 0.28me(ZnS), соответственно изменяется приведенная масса mri. Оценки по формуле (2.9) служат первым приближением для определения частоты генерации νg. Они дают, как правило, завышенные значения энергии генерируемых квантов hνg.

При учете влияния высоты потенциальных барьеров на положение уровней подзон в квантовой яме и частоту генерации начальные уровни подзон находятся из уравнения вида (2.2). С уменьшением высоты потенциальных барьеров U0 в квантовой яме остаются только уровни с n = 1. Граничное значение U0 = Un для выхода уровней подзоны с квантовым числом n за пре-

делы потенциальной ямы составляет для электронов

Un = Ecn∞

(n −1)2

.

(2.10)

n2

Здесь Ecn∞ – положение начальных уровней подзоны с квантовым числом n в

57

Рис. 2.4. Номограмма для расчета Ecn относительно Ecn∞ в зависимости от отношения Ecn∞ /U0. Цифры на кривых – значения квантового числа n.

случае бесконечно больших потенциальных барьеров, которое определяется (2.3). Аналогично записывается условие выхода из квантовой ямы уровней размерного квантования для дырок. Для уровней с n = 2 имеем соответственно U2 = Ec∞2/4 и U2 = Evi∞2/4. Условия жестче для электронов и легких дырок. Например, в системе GaAs − Al0.3Ga0.7As уже при d = 50 ÷ 60˚A из квантовой ямы выходят уровни электронов и легких дырок с n = 2. Еще раньше выходят уровни с n ≥ 3.

Трансцендентное уравнение (2.2) аналитически не решается. Поэтому удобно пользоваться номограммой, связывающей значение уровня Ecn в квантовой яме относительно величины Ecn∞ для бесконечно больших потенциальных барьеров с отношением Ecn∞ к высоте барьеров U0 (рис.2.4). Значение Ecn∞ легко рассчитать по формуле (2.3). Аналогичная номограмма получается для дырок в квантовой яме. Поскольку для типичных лазерных систем (например, GaAs −Al0.3Ga0.7As) отношение Ec1/U0 при d ≈ 100˚A составляет порядка 0.2, то отличие Ec1 от приближенного значения Ec∞1 достигает 40%. Такая же ошибка возникает при расчете уровней по формуле вида (2.3) для легких дырок. Гораздо точнее формула (2.3) определяет уровни подзон для тяжелых дырок.

Чтобы привести уравнение (2.2) к аналитической форме, воспользуемся представлением правой части уравнения в виде гипергеометрической функции и ограничимся начальными членами ее разложения в ряд. В ре-

58

Рис. 2.5. Сравнение точного решения уравнения (2.2) (сплошные кривые) и расчетов Ecn по формуле (2.11) (штриховые кривые). Цифры на кривых – значения квантового числа n.

зультате приходим к формуле

2

−2

∞

2

Ecn∞

Ecn = Ecnn

n +

s

!

.

(2.11)

π

U0

Расчеты Ecn по этой формуле дают такие же значения, как точное решение (2.2) на рис.2.4. В более широком интервале сравнение расчетов Ecn по формуле (2.11) с точным решением уравнения (2.2) показано на рис.2.5. Как видно, вплоть до значений Ecn∞ /U0 ≤ 2 выражение (2.11) хорошо описывает Ecn. Ошибка не превышает 16% .

Таким образом, для энергии генерируемых квантов при учете конечной высоты потенциальных барьеров в квантовой яме получаем выражение

s

−2

−2

∞

2

2

Ecn∞

∞

2

2

s

Evin∞

hνni = Eg + Ecnn

n +

!

+ Evinn

n +

!

. (2.12)

π

Ec

π

Ev

ЗдесьU0 заменено на

Ec и Ev – скачки потенциальной энергии в зоне про-

водимости и валентной зоне соответственно. В предельном случае больших потенциальных скачков формула (2.12) сводится к (2.9).

Пример расчета hνg = hνni по уточненной формуле (2.12) представлен на рис.2.6 для двух вариантов, когда фиксируется состав в барьерных слоях (xb = 0.4) или поддерживается постоянной разница x = xb − x0 при изменении состава x = x0 в активной области. Максимальный сдвиг hνg относительно Eg в GaAs достигается на переходах 22 при уменьшении d до

59

Рис. 2.6. Изменение hνg = hνni с составом x0 в активной области при d = 100˚A. x = xb − x0 = 0.3 (сплошные кривые), xb = 0.4 (штриховая кривая). Цифры показывают тип переходов: 11, 1010 и 22.

100˚A и увеличении x0 до 0.2 и составляет порядка 380 мэВ. Предельный сдвиг hνg относительно Eg в GaAs соответствует переходам 22 при некоторой ширине квантовой ямы d, когда уровни Ec2 и Evh2 начинают выходить

за барьеры, либо — переходам 1010, когда в квантовых ямах остаются только уровни с n = 1. Отсюда следует, что hνg < Eg(x0) + Ec + Ev = 1.424 +

1.247x0 + 0.848 x + 0.399 x = 1.424 + 1.247xb (эВ). При составе x = xb ≈ 0.4

вбарьерных слоях достижим сдвиг hνg порядка 0.5 эВ относительно Eg в

GaAs.

Изменение ориентации квантоворазмерных слоев отражается, главным образом, на продольной эффективной массе тяжелых дырок. Соответственно должна изменяться на величину порядка 10 мэВ энергия квантов для переходов 11 и 22.

Дополнительно приведем выражения для волновой функции электрона

вквантовой яме, удовлетворяющей уравнению Шредингера в приближении эффективной массы. С учетом нормировки и граничных условий имеем

ψcn = ϕn(z)ei(kxx+kyy)u(~r),

(2.13)

60

Рис. 2.7. Параметры огибающей волновой функции электронов λn (сплошные кривые) и C2 (штриховые кривые) в зависимости от положения уровней подзон в квантовой яме. Цифры на кривых – значения квантового числа n.

где огибающая волновая функция записывается в виде (n = 1,2,3…)

ϕn(z) = Csin (kzz + δ) ,0 ≤ z ≤ d,

ϕ (z) = C

Ecn eæz,z 0,

U0

≤

r

n

U0 e

− ,z ≥ d.

(2.14)

ϕn(z) = C (−1)

r

n+1

Ecn

2

Здесь

kzd = nπ

2δ, δ = arcctg

, C

= æ/(1 + æd/2) ,æ =

(U0/Ecn)

−

1

p

−

2

n = / æ

2m

U

−

E

характеризует глубину проникновения λ

n

(

c/~ ) ( 0

cn). Величина æp

волновых функций за пределы квантовой ямы: λ

1 2 . В лазерных си-

стемах с достаточно большими барьерами для нижних подзон выполняется λn/d ≈ (1/2πn) pEcn/U0. При этом амплитудный коэффициент огибающей волновой функции C2 связан с λn выражением C2d/2 ≈ 1 −4λn/d. При сравнимых Ecn и U0 параметр λn приближается к d, а C2 падает до нуля (рис.2.7).

Следующее уточнение положения уровней подзон в квантовой яме связано с различием эффективных масс носителей в самой яме и барьерных слоях. Тогда необходимо дополнительно использовать условие непрерывности величины (1/mc)dϕn/dz на границе квантовой ямы и барьерных слоев. Решение уравнения Шредингера снова имеет стандартный функциональный вид (2.14), где несколько изменяется запись нормировочных коэффициентов δ и C2 в барьерных слоях, а в выражении для æ вместо mc стоит mcb

61

– эффективная масса электронов в эмиттере. Собственные значения энергии электронов находятся из уравнения

E∞

2

2

n −

U

−1

m

(2.15)

Ecn = n2

πarcctgrmcb rEcn

.

cn

c

0

Обычно mcb > mc, поэтому уровни оказываются ниже из-за «утяжеления»квазичастиц в результате проникновения волновых функций в барьерные слои. Хорошим приближением (2.15) служит выражение

−2

2

Ecn∞

∞

2

mcb

Ecn = Ecnn

n +

r

s

!

.

(2.16)

π

mc

U0

Ошибка при расчетах по формуле (2.16) для Ecn∞ ≤ U0 составляет менее 11%. Причем, когда mcb ≤ mc, то результат оказывается завышенным, а при mcb ≈ 2mc – заниженным.

Используя (2.16), получаем аналитическую формулу для частоты генерации:

−2

2

Ekn∞

hνni = Eg + å

∞

2

n +

mkb

s

(2.17)

Eknn

.

π

mk

Ek

k=c,vi

r

!

При mcb = mc и mvib = mvi (2.17) переходит в (2.12). В системе GaAs −AlGaAs учет скачков эффективных масс носителей на границах квантовых ям приводит к уменьшению значения hνg. При толщинах 50 − 100˚A сдвиг hνg для переходов 11 и 22 составляет 6–14 мэВ.

В лазерных сверхрешетках необходимо учитывать близость квантовых ям друг к другу. Тогда при сшивании огибающих волновых функций ϕn(z) используются периодические граничные условия для значений ϕn(z) и (1/mc)dϕn/dz. Учет конечной толщины барьерных слоев D показывает, что с уменьшением D состояния в квантовой яме, описываемые четными огибающими волновыми функциями (n = 1,3…), опускаются, а состояния с нечетными волновыми функциями (n = 2,4…) поднимаются. Для этих состояний условия выхода из квантовой ямы смягчаются. Собственные значения энергии удовлетворяют уравнению

2

cn

n2

−

π

r

mcb

rEcn −

eæD + (−1)n+1

!

E

=

Ecn∞

n

2

arcctg

mc

U0

1

eæD −(−1)n+1

,

(2.18)

Для

p

–

p

æ0

где æ =

2mcb (U0 −Ecn) /~2. Удобно ввести величину æ0

=

2mcbU0/~2.

типичных лазерных систем d

порядка π. Поэтому при D

≈

d обычно

выполняется æ0D ≈ π.

Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]

  • #
  • #
  • #
  • #
  • #
  • #
  • #
  • #
  • #
  • #
  • #
Источник

Генераторы импульсов на цифровых КМОП микросхемах.
Онлайн калькулятор расчёта элементов генераторов с симметричной формой выходного сигнала.

На сегодняшнем мероприятии, посвящённом Дню пивовара России, поговорим о радиоаппаратах с самовозбуждением, а конкретно — об устройствах, охваченных цепью положительной обратной связи и позволяющих выдавать на выходе периодические сигналы определённой колебательной природы.

А начнём с самого простого — генераторов прямоугольных импульсов с использованием цифровых КМОП микросхем.
Тема наболевшая: «Исследование разнообразных схемотехнических построений и характеристик генераторов на ИМС структуры КМОП».
О состоянии дел на участке генераторостроительного цеха и изыскании внутренних резервов «доложит нам начальник транспортного цеха».

Опишем несколько схемных решений генераторов прямоугольных импульсов, построенных на различных микросхемах серии К561, или каких-либо им подобным.
Все представленные схемы могут быть реализованы на элементах 2И—НЕ (ЛА7), 2ИЛИ—НЕ (ЛЕ5), триггерах Шмитта (ТЛ1), или инверторах (ЛН2).

В качестве докладчика выступил и поделился своими знаниями в журнале Радио №1 (2000г) господин С.Елимов — достойный сын столицы славной, города-героя Шупашкар (по-нашему — Чебоксары).

Генератор, изображённый на Рис.1 сохраняет работоспособность при снижении напряжения питания до 2В. При изменении значения Uпит от 5 до 15В уход частоты в сторону увеличения составляет примерно 10%.
Скважность импульсов близка к двум при любом напряжении питания.
В результате разогрева корпуса микросхемы частота несколько уменьшается (на 4% при 85°С).
С погрешностью, не превышающей 10%, можно вычислить частоту генерации данной схемы — F = 0,48/(R1×C1) .

Несколько лучшим параметром стабильности обладает генератор, выполненный на трех логических элементах и представленный на Рис.2.
Формула для вычисления частоты генерации данной схемы F = 0,54/(R1×C1) .

Обе схемы обладают весомыми величинами потребления тока, увеличивающимся с повышениями напряжения питания и частоты генерации. Значения эти находятся в диапазоне — от единиц до десятков мА.

Подобные по структуре генераторы можно выполнить и на одном элементе — триггере Шмитта (Рис.3).
При напряжении питания, близком к максимальному, они весьма стабильны по частоте.
Кроме того, они исключительно экономичны — при напряжении питания менее 6 В ток потребления составляет всего несколько десятков микроампер.
Частота генерации приведённой на Рис.3 схемы
F = 0,59/(R1×C1) .

Скважность импульсов приведённых генераторов близка к двум, однако из-за несимметричности входных защитных цепей некоторых типов микросхем возможно некоторое отклонение формы выходных сигналов от меандра.
Если требуется иметь на выходе идеально симметричные импульсы, то после схемы генератора следует поставить триггер — делитель частоты на 2, либо использовать симметричный мультивибратор (Рис.4).
Формула для вычисления частоты генерации данной схемы
F = 0,50/(R1×C1) .

Как не прискорбно, но это факт — стабильность колебаний RC генераторов невысока.

На Рис.5 показана схема простейшего LC-генератора. LC-цепь сдвигает фазу выходного сигнала элемента на 180°, в результате чего происходит самовозбуждение генератора.
Такие генераторы хорошо работают на повышенных значениях частоты, мягко возбуждаются и отличаются высокой температурной стабильностью.
Для устойчивой работы генератора величина волнового сопротивления LC-контура не должна быть менее 2кОм.
Частота генерации практически совпадает с резонансной частотой LC-контура и описывается стандартной формулой F= 1/2π√ LС .

Формулы для расчёта частоты рассматриваемых генераторов соответствуют напряжению питания 5В и температуре окружающей среды 25°С.
Нагрузочная способность генераторов такая же, как у элементов применяемых серий микросхем.
Нижний предел сопротивления резистора R1 соответствует приблизительной величине — не менее 1кОм, верхний — десятки МОм.

«Спасибо начальнику транспортного цеха! У нас есть вопросы к докладчику?»

Вопросов к докладчику не имеем, можно переходить к таблице для расчёта номиналов элементов генератора, исходя из заданной частоты генерации.

Схему, приведённую на Рис.5, из калькулятора вычёркиваем по причине существования ранее разработанной таблицы ссылка на страницу, позволяющей рассчитать элементы резонансного LC-контура для высоких и низких частот. Там же высчитывается и величина волнового (оно же — характеристическое) сопротивления получившегося LC-контура.

Для остальных схем, для получения на выходе предсказуемой формы сигнала со скважностью близкой к двум, рекомендую выбирать значение сопротивления резистора R1 от 10к и выше.

ТАБЛИЦА РАСЧЁТА НОМИНАЛОВ ЭЛЕМЕНТОВ ГЕНЕРАТОРОВ НА КМОП МИКРОСХЕМАХ.

Выбор схемы генератора &nbsp

Сопротивление резистора R1 (кОм)

Частота генератора F Ёмкость конденсатора С1 Период повторения импульсов t

Все представленные характеристики генераторов получены в результате экспериментов вышеуказанного уважаемого автора с конкретными образцами микросхем. С другими экземплярами микросхем характеристики могут быть несколько отличными.

Скважность импульсов описанных генераторов близка к двум, ну а генераторы импульсов с раздельной установкой длительности импульсов и паузы между ними рассмотрим на следующей странице.

Источник

Асинхронный генератор. Частота

Частота асинхронного генератора при холостом ходе и нагрузке

Разница между частотой вращения магнитного поля и ротора в асинхронных генераторах определяется коэффициентом s, называемым скольжением, который выражается соотношением:

Здесь:
n — частота вращения магнитного поля.
nr — частота вращения ротора.

Связь между угловой частотой вращения магнитного поля ω и угловой частотой вращения ротора ωr асинхронной машины можно выразить следующим образом:

что следует из определения скольжения.
В общем случае угловая частота вращения магнитного поля

Так как частота генерируемых колебаний

где р — число пар полюсов, то

Аналогично угловая частота вращения ротора

где fr = pnr — электрическая частота вращения ротора.
Электрическая угловая частота вращения ротора

В режиме автономного асинхронного генератора частота вращения магнитного поля, определяющая частоту генерируемых колебаний, зависит от частоты вращения ротора и от нагрузки, характеризуемой скольжением. Если нагрузка отсутствует, а включенная емкость и частота вращения ротора остаются постоянными, т.е. C = cоnst и ωr = cоnst, то частоту генерируемых колебаний можно выразить через параметры колебательного контура, который образуется собственной индуктивностью статорной обмотки и емкостью конденсатора.

При отмеченных условиях уравнение электрического равновесия, выраженное через мгновенные значения напряжений на синхронном индуктивном сопротивлении XL = ωL и на конденсаторе XC = ωC, принимает вид:

uL = Ldi/dt и di/dt = C d 2 u/dt 2

и преобразований, уравнение примет вид

Примем, что напряжение на конденсаторе изменяется по синусоидальному закону:

С учетом последних соотношений из дифференциального уравнения находим:

Таким образом, частота генерируемых колебаний при холостом ходе автономного асинхронного генератора определяется из условия резонанса емкости конденсатора и собственной индуктивности обмотки статора.
Если принять, что при холостом ходе скольжение s = 0, то получим

Последнее выражение можно представить в виде

Следовательно, при холостом ходе асинхронного самовозбуждающегося генератора параметры колебательного контура автоматически настраиваются на частоту, равную электрической частоте вращения ротора.

Изменение значения включенной емкости при ωr = cоnst или частоты вращения ротора при С = cоnst не нарушает вышеописанных равенств, если генератор остается в области устойчивой работы. В первом случае мы имеем одну характеристику намагничивания машины, соответствующую данному значению частоты вращения и семейство вольтамперных характеристик возбуждающей емкости, причем каждая из характеристик составляет с положительным направлением оси абсцисс угол

где k = 1, 2, 3 . Произведение собственных индуктивностей статорной обмотки и емкости конденсаторов остается практически постоянным, т.е.

так как вследствие нелинейности кривой намагничивания происходит соответствующее изменение индуктивности. Так с увеличением емкости ток холостого хода и степень насыщения магнитной цепи возрастают, а индуктивность уменьшается. Значение установившегося напряжения определяется точкой пересечения кривой намагничивания и вольтамперной характеристики конденсаторов.

Во втором случае, т.е. при переходе к новым значениям установившихся частот вращения с емкостью С = cоnst, мы имеем семейство кривых намагничивания и семейство вольтамперных характеристик возбуждающей емкости. Углы наклона последних к положительному направлению оси абсцисс находятся теперь по соотношению

Значение установившегося напряжения в каждом случае определяется точкой пересечения кривой намагничивания и вольтампер ной характеристики конденсаторов для данной угловой частоты ωk .

Получим теперь выражение для частоты генерируемых колебаний при нагрузке, полагая, что емкость конденсаторов и частота вращения ротора не изменяются. Выполнив необходимые преобразования из вышеописанных формул, получим:

Заметим, что частота вращения ротора в большинстве случаев выражается в об/мин а не в сек/мин, тогда запишем

Частота генерируемых колебаний при постоянной частоте вращения ротора и возрастающей нагрузке несколько уменьшается, так как на устойчивой части механической характеристики асинхронной машины скольжение пропорционально нагрузке. С другой стороны, уменьшение частоты f при С = cоnst объясняется увеличением собственной индуктивности фазы статора вследствие возрастания коэффициента взаимоиндукции. Последнее вызывается размагничивающим действием тока ротора.

Замечания и предложения принимаются и приветствуются!

Источник

82. Зависимость частоты генератора переменного тока от числа пар полюсов и скорости вращения ротора

При рассмотрении вопроса о получении переменного тока указывают, что за один оборот ротора индуктированная в проводниках обмотки генератора э. д. с. имела один период. Если ротор генератора делает, например, 5 об/сек, то э. д. с. будет иметь 5 пер/сек или частота тока генератора будет равна 5 гц. Следовательно, число оборотов в секунду ротора генератора численно равно частоте тока.

Частота тока f выражается следующим соотношением:

где n — число оборотов ротора в минуту.

Для получения от генератора стандартной частоты тока — 50 гц ротор должен делать 3000 об/мин, т. е.

Однако наши рассуждения были справедливы только для двухполюсного генератора, т. е. для машины с одной парой полюсов р.

Если машина четырехлолюсная, т. е. число пар полюсов равно двум: р=2 (фиг. 137), то один полный период изменения тока будет иметь место за пол-оборота ротора (1—5 положения проводника на чертеже). За второй полуоборот ротора ток будет иметь еще один период. Следовательно, за один оборот ротора четырехполюсной машины ток в проводнике имеет два периода. В шестиполюсной машине (р = 3) ток в проводнике за один оборот ротора будет иметь три периода.

Таким образом, для машин, имеющих р пар полюсов, частота тока при об/сек будет в р раз больше, чем для двухполюсной машины, т. е.

Отсюда формула для определения скорости вращения ротора будет иметь следующий вид:

Пример 3. Определить частоту переменного тока, получаемого от генератора с восемью полюсами (р=4), скорость вращения ротора которого n = 750 об/мин. Подставляя в формулу для определения частоты тока значение р и п. получим:

Пример 4. Определить скорость вращения ротора двадцатиполюсного генератора (р=10), если частотомер показал частоту тока f=25 гц. Подставляя в формулу для определения числа оборотов ротора п значения р и f, получим:

Пример 5. Ротор генератора, приводимого в движение водяной турбиной, делает 75 об/мин. Определить число полюсов генератора, если частота его тока 50 гц:

Источник

Получаем выражение для частоты генерации

2. Техническое задание на устройство

4. Расчет спектра сигнала на выходе нелинейного преобразователя

5. Расчет развязывающего устройства

6. Расчет электрических фильтров

7. Расчет выходного усилителя

Цель работы: в процессе данной работы необходимо спроектировать широко распространенное в аппаратуре связи устройство, вырабатывающее так называемую «сетку частот», то есть несколько гармонических колебаний. Подобное устройство содержит автогенератор, вырабатывающий исходное (задающее) колебание; нелинейный преобразователь, искажающий форму сигнала; набор активных фильтров, выделяющих требуемые гармоники, и масштабирующие усилители предназначенные для согласования входных и выходных сопротивлений устройств, а так же для поддержания необходимого уровня формируемого сигнала. В качестве задающего автогенератора в работе используются схемы на биполярных транзисторах с пассивной лестничной RC-цепью обратной связи. При расчете автогенератора необходимо рассчитать: значения всех элементов схемы, амплитуду стационарного колебания на выходе генератора.

Нелинейный преобразователь строится на основе биполярных, полевых транзисторов или полупроводниковых диодах. Анализ схемы нелинейного преобразователя включает в себя аппроксимацию ВАХ нелинейного элемента и расчет спектрального состава выходного тока и напряжения.

В качестве активных фильтров используются активные полосовые RC-фильтры на основе операционных усилителях с полиномиальной аппроксимацией частотной характеристики полиномами Чебышева. Развязывающие (усилительные) устройства представляют собой масштабирующие усилители на интегральных микросхемах.

2. Техническое задание на устройство

Технические требования к устройству.

Требования к автогенератору

Требования к нелинейному элементу

Требования к электрическим фильтрам

Заданные параметры Обозначения
1. Тип автогенератора Схема 1
2. Тип транзистора КТ301
3. Частота генерации fГ=3*10^5 Гц
4. Напряжение питания Uпит авт=18 В
5. Сопротивление коллекторной цепи Rк=3 кОм
1. Тип нелинейного преобразователя Схема 3
2. Тип нелинейного элемента 2Д104А
3. Напряжение смещения U0=-3 В
4. Напряжение питания Uпит=-0.5 В
5. Напряжение на входе Um= 1.3 В
1. Напряжение питания Uпит Ф=10 В
2. Набор выделяемых частот 1 гармоника
3. Выходное напряжение Um вых=8 В
4. Ослабление полезных гармоник (неравномерность ослабления в полосе пропускания) ΔА=0,5 дБ
5. Степень подавления мешающих гармоник (ослабления в полосе пропускания) Аmin=36 дБ
Требования к развязывающим и усилительным устройствам
1. Напряжение питания Uпит ус=10 В

Рассчитаем RC-автогенератор на биполярных транзисторах 2Т658А, схема 1.

Частота генерации fГ=20 кГц

Напряжение питания Uпит авт=30 В

Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи Rк=1,5 кОм

В стационарном режиме работы автогенератора на частоте генерации должны выполняться условия баланса амплитуд и баланса фаз:

где — модули передаточных функций ;

— аргументы этих передаточных функций.

Отсюда видно, что , следовательно, для выполнения условия баланса фаз необходимо, чтобы цепь обратной связи вносила сдвиг фаз, равный .

По проходной характеристике определяют положение рабочей точки. Зададимся значением Uбэ0 = 0,5В — это середина линейного участка проходной ВАХ

Тогда по входной ВАХ транзистора определяют в рабочей точке

=

Коэффициент усиления транзистора по току

Зная , можно рассчитать сопротивление составного транзистора:

Из ряда номинальных значений резистор

Из условия выберем значение .

Определим амплитуду стационарного колебания на выходе генератора. Для этого построим колебательную характеристику .

Значение средней крутизны для разных значений Uбэ определим по методу 3-х ординат по формуле:

U1(бэ). В 0,05 0,1 0,15 0,2
Iк мАx. мА 3 3,8 4,2 4,2
Iк мин. мА 1,5 1,1 0,6 0
Sср. мА/В 15 13,5 12 10,5

По этой таблице построим колебательную характеристику Рис. 5.

Для определения по колебательной характеристике стационарного действующего значения Uбэ необходимо рассчитать значение средней крутизны в стационарном режиме . Известно, что .

.

Определим значение для рассчитанных значений Rн и R

Для этого значения средняя стационарная крутизна располагается ниже колебательной характеристики, и поэтому в схеме будет происходить генерация колебаний.

Используем колебательную характеристику и ее значение средней крутизны в стационарном режиме, найдем действующее значение напряжения . Оно равно . Тогда напряжение на выходе генератора в стационарном режиме найдем из соотношения:

Определим значение емкости в цепи обратной связи. Из выражения для частоты найдем

Емкость CР разделительного конденсатора выберем из условия . Возьмем СР=0,1 нФ

Определим значение сопротивления Rб, задающего рабочую точку Uбэ0, Iбэ0. Рассчитаем по формуле :

Выберем резистор с номиналом Rб=5,6 кОм.

R кОм Rк кОм Rб кОм C пФ C р нФ
30 1,5 5,6 47 0,1

4. Расчет спектра сигнала выходе нелинейного преобразователя

2. Техническое задание на устройство

4. Расчет спектра сигнала на выходе нелинейного преобразователя

5. Расчет развязывающего устройства

6. Расчет электрических фильтров

7. Расчет выходного усилителя

Цель работы: в процессе данной работы необходимо спроектировать широко распространенное в аппаратуре связи устройство, вырабатывающее так называемую «сетку частот», то есть несколько гармонических колебаний. Подобное устройство содержит автогенератор, вырабатывающий исходное (задающее) колебание; нелинейный преобразователь, искажающий форму сигнала; набор активных фильтров, выделяющих требуемые гармоники, и масштабирующие усилители предназначенные для согласования входных и выходных сопротивлений устройств, а так же для поддержания необходимого уровня формируемого сигнала. В качестве задающего автогенератора в работе используются схемы на биполярных транзисторах с пассивной лестничной RC-цепью обратной связи. При расчете автогенератора необходимо рассчитать: значения всех элементов схемы, амплитуду стационарного колебания на выходе генератора.

Нелинейный преобразователь строится на основе биполярных, полевых транзисторов или полупроводниковых диодах. Анализ схемы нелинейного преобразователя включает в себя аппроксимацию ВАХ нелинейного элемента и расчет спектрального состава выходного тока и напряжения.

В качестве активных фильтров используются активные полосовые RC-фильтры на основе операционных усилителях с полиномиальной аппроксимацией частотной характеристики полиномами Чебышева. Развязывающие (усилительные) устройства представляют собой масштабирующие усилители на интегральных микросхемах.

2. Техническое задание на устройство

Технические требования к устройству.

Требования к автогенератору

Требования к нелинейному элементу

Требования к электрическим фильтрам

Заданные параметры Обозначения
1. Тип автогенератора Схема 1
2. Тип транзистора КТ301
3. Частота генерации fГ=3*10^5 Гц
4. Напряжение питания Uпит авт=18 В
5. Сопротивление коллекторной цепи Rк=3 кОм
1. Тип нелинейного преобразователя Схема 3
2. Тип нелинейного элемента 2Д104А
3. Напряжение смещения U0=-3 В
4. Напряжение питания Uпит=-0.5 В
5. Напряжение на входе Um= 1.3 В
1. Напряжение питания Uпит Ф=10 В
2. Набор выделяемых частот 1 гармоника
3. Выходное напряжение Um вых=8 В
4. Ослабление полезных гармоник (неравномерность ослабления в полосе пропускания) ΔА=0,5 дБ
5. Степень подавления мешающих гармоник (ослабления в полосе пропускания) Аmin=36 дБ
Требования к развязывающим и усилительным устройствам
1. Напряжение питания Uпит ус=10 В

Рассчитаем RC-автогенератор на биполярных транзисторах 2Т658А, схема 1.

Частота генерации fГ=20 кГц

Напряжение питания Uпит авт=30 В

Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи Rк=1,5 кОм

В стационарном режиме работы автогенератора на частоте генерации должны выполняться условия баланса амплитуд и баланса фаз:

где — модули передаточных функций ;

— аргументы этих передаточных функций.

Отсюда видно, что , следовательно, для выполнения условия баланса фаз необходимо, чтобы цепь обратной связи вносила сдвиг фаз, равный .

Получаем выражение для частоты генерации

и коэффициент передачи цепи обратной связи на частоте генерации

Входное сопротивление Rн составного транзистора

где — коэффициент усиления транзистора по току (для VT1);

— входное сопротивление транзистора VT2

Для определения нужно выбрать рабочую точку транзистора.

Для этого вначале строим проходную характеристику транзистора Iк=F(Uбэ) зависимость действующего значения тока в выходной цепи от входного напряжения Uбэ.

Исходными данными для построения проходной характеристики являются:

– входная характеристика транзистора Iб=F(Uбэ) (Рис. 1)

– выходная характеристика транзистора Iк=F(Uкэ) (Рис. 2)

На семействе выходных характеристик транзистора Кт301 (Рис. 1) проводим нагрузочную прямую через точки с координатами (0, Uпит )и (Uпит / Rк, 0)

По точкам пересечения нагрузочной прямой с выходными характеристиками строим промежуточную характеристику Iк=F(Iб) (рис 3)

Iб. mА 0 0,025 0,05 0,075 0,1 0,125
Iк.mА 0,1 1,1 2,05 3 3,9 4,2

Используя полученную зависимость (Рис. 3) и входную характеристику Iб=F(Uбэ) (Рис. 1), определяем требуемую зависимость Iк=F(Uбэ) (Рис. 4)

Uбэ, В 0.3 0.4 0.5 0.55 0.61 0,63
Iб. mА 0 0,025 0,05 0,075 0,1 0,125
Iк. mА 0,1 1,1 2,05 3 3,9 4,2

По проходной характеристике определяют положение рабочей точки. Зададимся значением Uбэ0 = 0,5В — это середина линейного участка проходной ВАХ

Тогда по входной ВАХ транзистора определяют в рабочей точке

=

Коэффициент усиления транзистора по току

Зная , можно рассчитать сопротивление составного транзистора:

Из ряда номинальных значений резистор

Из условия выберем значение .

Определим амплитуду стационарного колебания на выходе генератора. Для этого построим колебательную характеристику .

Значение средней крутизны для разных значений Uбэ определим по методу 3-х ординат по формуле:

U1(бэ). В 0,05 0,1 0,15 0,2
Iк мАx. мА 3 3,8 4,2 4,2
Iк мин. мА 1,5 1,1 0,6 0
Sср. мА/В 15 13,5 12 10,5

По этой таблице построим колебательную характеристику Рис. 5.

Для определения по колебательной характеристике стационарного действующего значения Uбэ необходимо рассчитать значение средней крутизны в стационарном режиме . Известно, что .

.

Определим значение для рассчитанных значений Rн и R

Для этого значения средняя стационарная крутизна располагается ниже колебательной характеристики, и поэтому в схеме будет происходить генерация колебаний.

Используем колебательную характеристику и ее значение средней крутизны в стационарном режиме, найдем действующее значение напряжения . Оно равно . Тогда напряжение на выходе генератора в стационарном режиме найдем из соотношения:

Определим значение емкости в цепи обратной связи. Из выражения для частоты найдем

Емкость CР разделительного конденсатора выберем из условия . Возьмем СР=0,1 нФ

Определим значение сопротивления Rб, задающего рабочую точку Uбэ0, Iбэ0. Рассчитаем по формуле :

Выберем резистор с номиналом Rб=5,6 кОм.

R кОм Rк кОм Rб кОм C пФ C р нФ
30 1,5 5,6 47 0,1

4. Расчет спектра сигнала выходе нелинейного преобразователя

Папиллярные узоры пальцев рук — маркер спортивных способностей: дерматоглифические признаки формируются на 3-5 месяце беременности, не изменяются в течение жизни.

Организация стока поверхностных вод: Наибольшее количество влаги на земном шаре испаряется с поверхности морей и океанов (88‰).

Опора деревянной одностоечной и способы укрепление угловых опор: Опоры ВЛ — конструкции, предназначен­ные для поддерживания проводов на необходимой высоте над землей, водой.

Источник

Источник

СПОСОБ ОПРЕДЕЛЕНИЯ МАКСИМАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ ГЕНЕРАЦИИ ТРАНЗИСТОРА , включакяций подачу электромагнитных колебаний постоянной мощности и частоты между базой и эмиттером измеряемого транзистора в активном режиме и измерение мощности электромагнитных колебаний между его коллектором и эмиттером, отличающийся тем, что, с целью повышения точности, после измерения мощности между коллектором и эмиттером транзистора на них подают электромагнитные колебания и измеряют мощность между его базой и эмиттером, а максимальную частоту генерации транзистора определяют из выражения L .Sf,, (K-fiy cT/P ( макс I где , — максимальная частота генерации транзистора; мам частота подаваемых электромагнитных колебаний i ц — коэффициент разделения коллекторной емкости транзистора; РК, — мощность, измеренная Меж (О ду коллектором и эмитте- . ром; — мощность, измеренная между базой и эмиттером, а частоту подаваемых электромагнитных колебаний выбирают из условия o,. где — граничная частота транзистора , ff99S &amp;. 3fyfff

(1% (И1

СОЮЗ СОВЕТСНИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК

3(6Р С 01 R 31/26

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ НОМИТЕТ СССР

hO ДЕЛАМ ИЗОБРЕТЕНИЙ И ОТНРЬПИЙ

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К ABTOPCHOMY СВИДЕТЕЛЬС ГВУ

— «.- МЬ

«

«Фмю»Гл«««««—, (21) 3391015/18-21 (22) 03.02.82 (46) 30.08.83. Бюл. М 32 (72) Н.A. Филинюк (53) 621.382.2(088.8) (56) 1. Транзисторы. Параметры, методы измерений и испытаний. Под ред. Бергельсона T.Ã. и др. М., «Советское радио», 1968, с ° 137.

2. Федотов Я.A. Основы физики полупроводниковых приборов. М., «Советское радио», 1969, с. 365.

3. Столярский Э. Измерение параметров транзисторов. М., «-Советское радио», 1976, с. 195. (54) (57) СПОСОБ ОПРЕДЕЛЕНИЯ МАКСИМАЛЬНОп ЧАСТОТЫ ГЕНЕРАЦИИ ТРАНЗИСТОРА, включающий подачу электромагнитных колебаний постоянной мощности и частоты между базой и эмиттером измеряемого транзистора в активном режиме и измерение мощности электромагнитных колебаний между его коллектором и эмиттером, отличающийся тем, что, с целью повышения точности, после измерения мощности между коллектором и эмиттером транзистора на них подают электромагнитные колебания и измеряют мощность между его базой и эмиттером, а максимальную частоту генерации транзистора определяют из выражения „«„=î«.,„(5 „- )fo,,7Р,) «, где Е„,с,„- максимальная частота генерации транзистора, Е»м — частота подаваемых электромагнитных колебаний коэффициент разделения коллекторной емкости транзистора, Р— мощность, измеренная между коллектором и эмитте-ром;

Р6 — мощность, измеренная меж- С ду базой и эмиттером, а частоту подаваемых электромагнит- Я ных колебаний выбирают из условия

:О, (Ю,. нзм с Я5 т где Š— граничная частота транзистора.

1038892

Изобртение относится к измерению параметров транзисторов и может быть использовано для контроля параметров СВЧ транзисторов в процессе их производства, а также при разработке радиоэлектронных устройств 5 на их основе.

Известен способ измерения максимальной частоты генерации транзистора, при котором транзистор включают в схему автогенератора с опти- 10 мальной обратной связью и измеряют мощность генерируемых колебаний.

Изменяя параметры схемы, увеличивают частоту генерации до тех пор, пока мощность колебаний He станет равной нулю, эту частоту считают максимальной частотой генерации транзистора Е « (1).

Недостатком данного способа является его низкая точность, обусловлен-20 ная необходимостью производить индикацию частоты по нулевому значению моцности колебаний. Кроме того, для

СВЧ транзисторов частота К „ составляет десятки гегагерц, прй которой сопротивление индуктивностей выво-. дов составляет сотни ом, а емкостное сопротивление между выводами и корпусом — десятые доли ома, что обуславливает снижение моцности генерации до нуля на частотах значи30 тельно меньших максимальиой частоты генерации транзистора.

Известен также способ (2 g определения максимальной частоты генерации транзистора по результатам

35 измерения граничной частоты транзистора Е, омического:. сопротивления базы Фб. и емкости коллекторного перехода С„ или постоянной времени коллекторной цепи i по фор- 40 муле

15, Ет мс»хс ЯЯГ С 8 Т! (! к.!

1

Недостатком указанного способа является низкая точность определения частоты Е „, связанная с большой погрешностью измерения параметров

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является способ определения максимальной частоты генерации транзистора, заключающийся в измерении моцности электромагнитныь колебаний между коллектором и эмиттером транзистора в активном режиме при подаче электромагнитных колебаний между его 60 базой и эмиттером,изменении частоты электромагнитных колебаний до дости .жения равенства мощностей на входе и выходе. Частота, на которой коэффи)9иент усиления по мощности транзистора становится равным единице, принимается за максимальную частоту генерации транзистора (3 3.

Недостатком известного способа является низкая точность определения максимальной частоты генерации транзистора, вследствие того, что на частотах низких к Е„м,„часть макс мощности со входа трайзистора через проходную емкость поступает на его выход, а часть моцности шунтируется через емкость между выводами и корпусом, в результате чего моцность на выходе транзистора не соответствует мощности, полученной в результате усиления.

Цель изобретения — повышение точности определения максимальной частоты генерации транзистора.

Поставленная цель достигается тем, что в способе определения максимальной частоты генерации транзистора, включающем подачу электромагнитных колебаний постоянной мощности и частоты между базои»и эмиттером измеряемого транзистора в активном режиме и измерение мощности электромагнитных колебаний между его коллектором и эмиттером, после измерения мощности между коллектором и эмиттером транзистора на них подают электромагнитные коле-: бания и измеряют мощность между его базой и эмиттером, а максимальную частоту генерации определяют из выражения .

f„„=0$f„((!„-1)1 Р» /Р ),.(»)) где Е„- частота подаваемых электромагнитных колебаний; коэффициент разделения коллекторной емкости транзистора;

Р„ — моцность, измеренная между коллектором и эмиттером>

Рбэ- мощность, измеренная ме>:— ду базой и эмиттером, а частота подаваемых электромагнитных колебаний выбирают из условия

О,»Ет изм а 0 Ет.

На фиг. 1 изображено включение транзистора в держатель; на фиг. 2— блок-схема простейшей установки для осуществления способа; на фиг. 3 — блок-схема установки для осуществления способа.с непосредственным отсчетом максимальной частоты генерации транзистора.

Установка на фиг. 2 содержит генератор 1 электромагнитных колебаний, держатель 2 с измеряемым транзистором, блок 3 питания, измеритель 4 моцности. Измерения производят в следующей последовательности.

1038892

30

От генератора 1 подают электромагнитные колебания с частотой Е„эм выбираемой из условия 0,1 Е . (f . < (0,5 f,причем нижний предел ограничен областью частот, где проявляется частотная зависимость максимального коэффициента усиления транзистора, а верхний предел обеспечивает справедливость выражения (1 ). Блок 2 обеспечивает активный режим максимального усиления транзистора. Транзистор. включен в держателе 3 по схеме с общим эмиттером. Измеряют мощность Рк электромагнитных колебаний, выделяемую на согласованной . нагруз ке, включенной через измерительную линию между коллектором и эмиттером транзистора. Затем генератор

1 и измеритель 4 меняют местами. В измерительную линию между коллектором и эмиттером подают электромагнитные колебания от генератора 1 и измеряют мощность Р6 электромагэ нитных колебаний в согласованной измерительной линии между базой и эмиттером.

Для непосредственного отсчета максимальной частоты генерации транзистора используется установка, изображенная на фиг. 3.

Она состоит из генератора 1, сигнал с которого через коммутатор 5 и направленные ответвители 6 и 7 поступает на держатель 2 транзистора, на который подается напряжение от блока 3 питания. К ответвителям

6 и 7 подключены датчики 8 и 9 мощности, сигнал с датчика 9 поступает на запоминающее устройство 10. К запоминаюцему устройству 10 и дат- чику 8 мощности подключены входы измерителя 11 отношений, выход которого соединен с индикатором 12.

Устройство (фиг. 3 ) работает следующим образом.

В держатель 2 устанавливается транзистор по схеме с общим эмиттером и с помощью блока 3 питания задается активный режим его работы.

С помощью коммутатора 5 выход генератора 1 подключается через направ- ленный ответвитель 6 ко входу держателя 2 и отключается от его выхода.

Часть сигнала, прошедшего через транзистор, установлен в держателе

2, ответвляется с помощью оьветвителя 7 и поступает на датчик 9 мощности. Сигнал с датчика 9 мощности, пропорциональный мощности сигнала, поступающей с выхода транзистора, поступает в запоминающее устройство

10 и фиксируется там. Затем коммутатор 5 отключает. выход генератора

1 ст входа транзистора и подает его сигнал через направленный ответвитель 7 на выход транзистора. Сигнал проходит транзистор, ответвляется с помоцью направленного ответвителя 6 и поступает на датчик 8 мощности. Сигнал с датчика 8 мощности поступает на измеритель 11 отношений, где определяется его отно1аение к ранее фиксированному сигналу. Сигнал с .выхода измерителя

11 отношений, пропорциональный отношению мощностей Рк /P поступает оэ на индикатор 12, шкала которого прокалибрована в единицах частоты смак для фиксированного значения коэффициента (к и частоты измереf иэм

Преимуцеством изобретения по срав,нению с известным способом является отсутствие необходимости осуществлять согласование транзистора в процессе измерения. Измерение происходит на частотах значительно меньших максимальной частоты генерации транзисторами „,что, во-первых, макс уменьшает влйяйие паразитных реактивностей корпуса и выводов транзистора, а во-вторых, измеряемая мощность на выходе транзистора превышает величину мощности на частоте ,измеряемой при использовании сйособа-прототипа. На величину отношениЯ мошностей Ркэ /Р6 не влиЯют потери как в измерительном тракте, так и в конструкции транзистора.

Все это приводит к повышению точности измерений.

Испытания предлагаемого способа показали, что он дает меньшую методическую погрешность, чем аналогичные известные способы я, кроме того, требует меньшего времени определения максимальной частоты генерации транзистора.

1038892

Фиг. Л

Эаказ 6225/53

Тираж 710 Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета СССР по делам изобретений и открытий

113035, Москва, Ж-35, Рауыская наб., д. 4/5

Филиал ППП «Патент», r. Ужгород, ул. Проектная, 4

Составитель В.Карпов

Редактор В.Пилипенко,Техред С, Мигунова Корректор Г.Огар

Способ определения максимальной частоты генерации транзистора Способ определения максимальной частоты генерации транзистора Способ определения максимальной частоты генерации транзистора Способ определения максимальной частоты генерации транзистора

Источник

Частота — генерация

Cтраница 1

Частота генерации согласно (5.33) не зависит от номера вида колебаний. Однако это справедливо только при нулевом пространственном заряде. Чтобы не засорять спектр генерируемых частот, рабочий ток уменьшают до таких значений, при которых пусковые условия выполняются только для основного вида.
 [1]

Частота генерации определяется исключительно быстродействием триггера.
 [2]

Частота генерации также определяется самосогласованно.
 [3]

Частота генерации в пролетном режиме соответствует сумме времени пролета домена от катода к аноду и времени на образование домена и рекомбинацию его на аноде. Когда приложенное напряжение постоянно, колебания тока представляют собой ряд импульсов большого тока, длительность которых определяется временами рекомбинации домена и формирования нового домена. Такой вид колебаний тока при постоянном питающем напряжении представляет интерес только для исследования физических процессов в диодах, так как он энергетически невыгоден.
 [4]

Частота генерации может подстраиваться точно до значения 60 гц при любом токе нагрузки с помощью изменения сопротивления этого резистора. В схеме с одним трансформатором подстройку частоты можно осуществлять только путем изменения напряжения источника питания, что в большинстве случаев неосуществимо. Дополнительная модификация преобразователя обеспечивает постоянство частоты выходного напряжения при изменении напряжения источника питания в определенных пределах. Параллельно первичной обмотке малого трансформатора возбуждения с насыщением между точками А и Б на рис. 35 — 13 подключается опорный двух-анодный диод, который поддерживает постоянное значение напряжения на обмотке, что необходимо для стабильности частоты.
 [5]

Частота генерации в линейном приближении находится из выражения ( 11 — 30) с учетом соотношения ( 11 — 33): со0 / а оГ — / 3 / С / 3 / ( RC) при С4 Cs С.
 [6]

Частота генерации близка к резонансной частоте контура.
 [8]

Частота генерации выбирается в пределах 850 — 1 000 гц. Трансформатор блокинг-генератора имеет обмотку ГП со средней точкой, которая служит в качестве фа-зоинвертора усилителя мощности.
 [10]

Частота генерации зависит от времени заряда конденсатора С6 до напряжения, равного напряжению на базе VT5 ИМС, которое определяется напряжением, поступающим с системы ФАПЧ.
 [11]

Частота генерации зависит от времени зарядки конденсатора С13 до напряжения, равного напряжению на базе VT5, которое, в свою очередь, определяется напряжением, поступающим с устройства ФАПЧ. Скорость зарядки конденсатора С13 изменяется потенциометрами R16, R17 ( А6) Частота строк. Один из них ( R17) выведен на заднюю стенку телевизора, а второй ( R16) установлен на плате блока питания и служит для предварительной установки частоты строк.
 [12]

Частота генерации определяется с помощью осциллографа методом фигур Лиссажу. Для этого на вход вертикального усилителя ( У) осциллографа подается исследуемое напряжение, а на вход горизонтального усилителя ( X) — напряжение от генератора звуковой частоты. Изменяя частоту генератора, добиваются появления на экране кривой типа эллипса. При этом частоты исследуемого напряжения и генератора звуковой частоты совпадают.
 [14]

Частота генерации генераторов ( Ганна зависит только от расстояния между электродами. Поэтому ограничения частотного диапазона генераторов Ганна определяются тем, в каких пределах можно практически изменять длину кристалла. Как отмечалось в § 8.2, существуют определенные трудности в создании генераторов Ганна с длиной более 100 и менее 2 мкм.
 [15]

Страницы:  

   1

   2

   3

   4

   5

Источник

Асинхронный генератор. Частота

Частота асинхронного генератора при холостом ходе и нагрузке

Разница между частотой вращения магнитного поля и ротора в асинхронных генераторах определяется коэффициентом s, называемым скольжением, который выражается соотношением:

s = (n — nr )/n .

Здесь:
n — частота вращения магнитного поля.
nr — частота вращения ротора.

Связь между угловой частотой вращения магнитного поля ω и угловой частотой вращения ротора ωr асинхронной машины можно выразить следующим образом:

ω = ωr /(1 — s) ,

что следует из определения скольжения.
В общем случае угловая частота вращения магнитного поля

ω = 2πn .

Так как частота генерируемых колебаний

f = pn ,

где р — число пар полюсов, то

ω = 2πf /p .

Аналогично угловая частота вращения ротора

ωr = 2πnr или ωr = 2πfr /p ,

где fr = pnr — электрическая частота вращения ротора.

Электрическая угловая частота вращения ротора

ωr p = 2πfr

В режиме автономного асинхронного генератора частота вращения магнитного поля, определяющая частоту генерируемых колебаний, зависит от частоты вращения ротора и от нагрузки, характеризуемой скольжением. Если нагрузка отсутствует, а включенная емкость и частота вращения ротора остаются постоянными, т.е. C = cоnst и ωr = cоnst, то частоту генерируемых колебаний можно выразить через параметры колебательного контура, который образуется собственной индуктивностью статорной обмотки и емкостью конденсатора.

При отмеченных условиях уравнение электрического равновесия, выраженное через мгновенные значения напряжений на синхронном индуктивном сопротивлении XL = ωL и на конденсаторе XC = ωC, принимает вид:

uL + uC = 0 .

После подстановок:

uL = Ldi/dt и di/dt = C d 2u/dt 2

где

i = C duC /dt ,

и преобразований, уравнение примет вид

d 2uC /dt 2 + uC /LC = 0

Примем, что напряжение на конденсаторе изменяется по синусоидальному закону:

uC = UC sinωt ,

тогда

d 2uC /dt 2 = -ω 2UC sinωt ,

С учетом последних соотношений из дифференциального уравнения находим:

ω = 1/√LC ,

откуда

f = 1/2π√LC

Таким образом, частота генерируемых колебаний при холостом ходе автономного асинхронного генератора определяется из условия резонанса емкости конденсатора и собственной индуктивности обмотки статора.

Если принять, что при холостом ходе скольжение s = 0, то получим

ω ≈ ωr

Тогда

f ≈ pnr = fr

Последнее выражение можно представить в виде

fr ≈ 1/2π√LC

Следовательно, при холостом ходе асинхронного самовозбуждающегося генератора параметры колебательного контура автоматически
настраиваются на частоту, равную электрической частоте вращения ротора.

Изменение значения включенной емкости при ωr = cоnst или частоты вращения ротора при С = cоnst не нарушает вышеописанных равенств, если генератор остается в области устойчивой работы. В первом случае мы имеем одну характеристику намагничивания машины, соответствующую данному значению частоты вращения и семейство вольтамперных характеристик возбуждающей емкости, причем каждая из характеристик составляет с положительным направлением оси абсцисс угол

αk = arctg(1/ωCk ) ,

где k = 1, 2, 3 …
Произведение собственных индуктивностей статорной обмотки и емкости конденсаторов остается практически постоянным, т.е.

LkCk = cоnst ,

так как вследствие нелинейности кривой намагничивания происходит соответствующее изменение индуктивности. Так с увеличением емкости ток холостого хода и степень насыщения магнитной цепи возрастают, а индуктивность уменьшается. Значение установившегося напряжения определяется точкой пересечения кривой намагничивания и вольтамперной характеристики конденсаторов.

Во втором случае, т.е. при переходе к новым значениям установившихся частот вращения с емкостью С = cоnst, мы имеем семейство кривых намагничивания и семейство вольтамперных характеристик возбуждающей емкости. Углы наклона последних к положительному направлению оси абсцисс находятся теперь по соотношению

αk = arctg(1/ωC ) ,

Значение установившегося напряжения в каждом случае определяется точкой пересечения кривой намагничивания и вольтампер ной характеристики конденсаторов для данной угловой частоты ωk .

Получим теперь выражение для частоты генерируемых колебаний при нагрузке, полагая, что емкость конденсаторов и частота вращения ротора не изменяются. Выполнив необходимые преобразования из вышеописанных формул, получим:

f = fr /(1 — s ) ,

или

f = pnr /(1 — s ) ,

Заметим, что частота вращения ротора в большинстве случаев выражается в об/мин а не в сек/мин, тогда запишем

f = pnr /60(1 — s ) ,

Частота генерируемых колебаний при постоянной частоте вращения ротора и возрастающей нагрузке несколько уменьшается, так как на устойчивой части механической характеристики асинхронной машины скольжение пропорционально нагрузке.
С другой стороны, уменьшение частоты f при С = cоnst объясняется увеличением собственной индуктивности фазы статора вследствие возрастания коэффициента взаимоиндукции. Последнее вызывается размагничивающим действием тока ротора.

Продолжение следует.

Ещё статьи для ознакомления:
Синхронный и асинхронный генератор. Отличия.
Асинхронный генератор. Характеристики.
Дизель-генераторы.

Замечания и предложения принимаются и приветствуются!

Источник

Понравилась статья? Поделить с друзьями:
  • Как найти свой роутер по вай фай
  • Навьен делюкс 24к ошибка 13 как исправить ошибку
  • Как найти сообщество друга в контакте
  • Как найти работу по душе православие
  • Вальгус у детей 3 года как исправить