Как найти коэффициент усиления по графику

Коэффициент
усиления транзистора (по
току, мощности или напряжению) – отношение
изменения соответствующего показателя
в цепи коллектора и в цепи базы.

Коэффициент усиления транзистора по току

Для
схем с общей базой этот коэффициент
обозначается буквой α (hf_Б или
h21_Б),
с общим эмиттером буквой β (hf_Э или
h21_Э).

Коэффициент
усиления по току (или, как еще указывается
в литературе, коэффициент передачи
тока) в первом случае (α) есть отношение
силы тока в коллекторе (I_к)
к силе тока эмиттера (I_э)
при неизменном напряжении в части
коллектор-база:

α
= I_К /
I_Э,
при U_К-Б =
const

Коэффициент
усиления по току во втором случае (β) –
отношение величины силы тока в коллекторе
(I_к)
к силе тока в базе (I_Б)
при неизменном напряжении в переходе
коллектор-эмиттер:

β
= I_К /
I_Б,
при U_К-Э =
const

На
показатель влияет не только входной
ток, но и температура.

Коэффициент усиления транзистора по напряжению

Данный
коэффициент вычисляется по формуле

K_U =
U₂ /
U₁,

где
U₂ —
изменение напряжения на выходе, а U₁ —
изменение напряжения на входе.

Коэффициент усиления триода по мощности

Это
величина отношения выходной мощности
(P₂)
к мощности, подаваемой на вход триода
(P₁):

К_Р =
Р₂ /
Р₁

Коэффициент
усиления транзистора по мощности можно
также определить произведением
коэффициента усиления по току (К_I)
и коэффициента усиления по напряжению
(K_U):

К_Р =
К_I *
K_U

12) Коэффициент усиления триода по мощности

Это
величина отношения выходной мощности
(P₂)
к мощности, подаваемой на вход триода
(P₁):

К_Р =
Р₂ /
Р₁

Коэффициент
усиления транзистора по мощности можно
также определить произведением
коэффициента усиления по току (К_I)
и коэффициента усиления по напряжению
(K_U):

К_Р =
К_I *
K_U

13)
Зависимость фазового
сдвига р
от частоты представляет собой 4разо —
частотную ( или фазовую) характеристику
( ФЧХ) усилителя. [1]

Зависимость
фазовых сдвигов от
частоты усиливаемых колебаний называется
фазовой характеристикой. Снятие фазовой
характеристики сводится к определению
фазы колебательного процесса в данный
момент времени. Фазовые сдвиги между
входным и выходным напряжениями
обусловлены наличием реактивных
элементов в схемах усилителей. [2]

Зависимость
фазового сдвига от
частоты составляет фазово-частотную
характеристику четырехполюсника (
обычно ее называют просто фазовой
характеристикой) Дер Др ( со) и также
определяет результат суммирования
составляющих на выходе — устройства. [3]

15)
Усилитель — элемент
системы управления (или регистрации и
контроля), предназначенный для усиления
входного сигнала до
уровня, достаточного для
срабатыванияисполнительного
механизма (или регистрирующих
элементов), за
счёт энергии вспомогательного источника,
или за счёт уменьшения других характеристик
входного сигнала (под термином «сигнал»
здесь и далее понимается любое явление
(или процесс), характеристики которого
необходимо увеличить).^{[источник не указан 839 дней]}

Термин усилитель в
своём первичном (основном) значении
относится к преобразованию (увеличению,
усилению) одной из характеристик
исходного входного сигнала (будь
томеханическое
движение, колебания звуковых
частот, давление жидкости или поток
света), при этом вид
сигнала остаётся неизменным (остаётся
механическим движением и т. д.; из
одного вида в другой сигнал
преобразуют датчики и устройства
управления).

В
то же время, термин «усилитель» не вполне
корректно, но традиционно употребляется
для устройств управления мощными
электрическими нагрузками, например,
«релейныйусилитель»
и «магнитный
усилитель».

17)
ВХОДНОЕ И ВЫХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЯ. Входное
сопротивление
Zвх
(проводимость Увх)
усилителя или другого устройства — это
внутреннее сопротивление (проводи­мость)
между его входными зажимами. В большинстве
случаев оно­ может быть представлено
в виде параллельного соединения
ре­зистивного (активного) сопротивления
Rвх
(проводимости gвх
=
1 / Rвх)
и емкости Свх.
В этом случае полная входная проводи­мость
в комплексной форме Yвх
= gвх + jωCвx.
Обычно желательно большое Rвх
(малое
gвх)
и малое Свх.
Но если входной сигнал подается по
кабелю, то для согласования с ним
требуется Rвх
усили­теля, равное волновому
сопротивлению кабеля, обычно составляющему
75 или 50 Ом. В некоторых измерительных
усилителях иногда требуется Rвх
→ 0
(gвх
→ ∞).

Выходное
сопротивление Zвых
усилителя — это внутреннее со­противление
между его выходными зажимами. По отношению
к нагрузке усилитель является источником
колебаний, внутреннее сопротивление
которого равно Zвых.
В области средних частот вы­ходное
сопротивление можно считать резистивным
(активным). Если усилитель работает на
нагрузку, подключаемую через коаксиальный
кабель, с которым она согласована, Rвых
должно
рав­няться волновому сопротивлению
кабеля во избежание отражений, приводящих
к искажениям формы импульсов.

Для
усилителей звуковой частоты желательно,
чтобы их выходное сопротивление было
как можно меньше. Это демпфирует
(подавляет) собственные колебания
подвижной системы громкоговорителя и
ослабляет зависимость, выходного
напряжения от сопротивления нагрузки.
Последнее особенно важно для усилителей,
работающих на нестабильную нагрузку,
например на трансляционную сеть звукового
вещания. Применяются специальные
показатели: коэффициент демпфирования
kд = Rн / Rвых и коэффициент сброса нагрузки
kc
= |Uвыx хх / Uвых|
= |1 + Zвых / Zн|.

18)
На нижних и верхних (низших и высших)
частотах АЧХ обычно спадает. Частоты,
на которых относительное усиление М
уменьшается
до условного уровня отсчета d,
называются
граничными частотами усилителя: fн
и
fв
— соответственно нижняя и верхняя. Будем
использовать в основном угловую частоту
ω, так что ωн
= 2πfн
и ωв
= 2πfв.

Типовым или стандартным уровнем отсчета
считается значение d
= 1
/ √2 = 0,707.
Диапазон частот от fн
до fв
называется полосой пропускания усилителя.

Вследствие
спада усиления на краях полосы пропускания
не все спектральные составляющие
сложного колебания усиливаются в
одинаковое число раз. Это приводит к
искажениям его формы, которые называются
амплитудно-частотными или частотными
искажениями. Их косвенной мерой является
значение относительно усиления на
граничных частотах полосы пропускания.
Изменение усиления на граничных частотах
относительно его значения на средних
частотах называется неравномерностью
частотной
характеристики, выражается в децибелах
(20
lg
М)
и
указывается в TУ на аппаратуру.
Неравномерность нормированной АЧХ
характеризуют также параметром ε(f)
= М(f)
— 1.
При этом абсолютное значение ε при М(f)
< 1
называют спадом АЧХ, а при М(f)
> 1
— её подъемом.

19)
Частотные и фазовые искажения называются
линейными,
так как создаются емкостями и
индуктивностями схемы, которые являются
линейными элементами. Они искажают
форму лишь сложного колебания, а форму
гармонического (синусоидального)
колебания не изменяют. Линейные искажения
не приводят к появлению новых составляющих
в спектре сигнала. Они вызывают лишь
изменение соотношения амплитуд и фаз
между отдельными спектральными
составляющими.

20)
Частотные и фазовые искажения называются
линейными,
так как создаются емкостями и
индуктивностями схемы, которые являются
линейными элементами. Они искажают
форму лишь сложного колебания, а форму
гармонического (синусоидального)
колебания не изменяют. Линейные искажения
не приводят к появлению новых составляющих
в спектре сигнала. Они вызывают лишь
изменение соотношения амплитуд и фаз
между отдельными спектральными
составляющими.

21)
Усилитель передает на выход не только
усиленный полезный сигнал, но
и
нежелательные колебания, возникающие
внутри него и
поэтому
называемые собственными помехами.
Основными из них являются фон, наводки
и шумы, а в усилителях постоянного тока
— еще и дрейф нуля.

Фон
— это
колебание
с частотой питающей сети или кратной
ей. Обычно оно попадает в усилитель по
цепям
питания из-за недостаточного сглаживания
пульсаций выпрямителя питающего
напряжения. В ламповых усилителях
дополнительным источником фона являются
цепи накала катодов, если они питаются
переменным током.

Наводками
называются
помехи, наводимые на цепи усилителя
электрическими и магнитными полями.
Источниками этих
помех могут
быть сетевой трансформатор блока
питания, его соединительные провода,
провода
электросети
или какие-либо электроустановки. Для
количественной оценки фона и наводок
используют отношение их напряжения на
выходе усилителя к выходному гармоническом
напряжению, соответствующему номинальный
выходной мощности. Для качественных
усилителей напряжение фона составляет
-60 … -70 дБ.

Собственные
шумы
усилителя представляют собой флуктуационные
колебания, обусловленные хаотическим
движением свободных носителей заряда
(электронов и дырок)
во
всех электропроводящих
материалах,
из которых сделаны детали усилителя.
Шумы возникают на микроскопическом
уровне строения материа­лов и поэтому
очень слабые. Но, будучи усиленными
многокаскад­ным усилителем, они могут
оказаться соизмеримыми с уровнем
полезного сигнала. В отличие от фона и
наводок полностью устра­нить собственные
шумы усилителя принципиально невозможно.
Количественная оценка шумовых свойств
усилителей будет дана в гл. 13.

Дрейфом
нуля называют
медленные изменения выходного на­пряжения
усилителя из-за нестабильности напряжения
питания и характеристик транзисторов.
Дрейф в основном проявляется в уси­лителях
постоянного тока. Количественно его
оценивают напряже­нием или током
дрейфа, пересчитанным ко входу. Так же
оцени­вают иногда и уровень фона.

22)
Динамическим диапазоном D усилителя
называется отношение наибольшего
выходного (или входного ) напряжения
усилителя к наименьшему в пределах
линейной части амплитудной характеристики:

D
=
Uвых2/
Uвых1
= Uвх2/
Uвх1. (1.5)

Обычно
он выражается в децибелах D,
дБ=20
lgD
и составляет 40 … 60 дБ. Амплитуда колебания,
представляющего реальный (например,
речевой) усиливаемый сигнал, непрерывно
изменяется от минимального до максимального
значения, отношение которых называется
динамическим диапазоном сигнала Dс
=
Uc
max / Uc min.
Так,
для
радиовещательных
речевых сигналов Dс
≈ 40 дБ,
для симфонического оркестра Dc
≈ 70
дБ. Чтобы усилитель мог воспроизвести
на выходе все изменения уровня входного
сигнала, надо обеспечить D
≥ Dc.

Для
некоторых
устройств, например логарифматоров,
вся
АХ
является нелинейной и подчиняется
определенному закону. Однако ее начало
и конец отклоняются от нужного закона
нелинейности и по-прежнему имеют вид,
показанный на рис. 1.3, б.
Такие устройства характеризуются двумя
динамическими диапазонами: по входу и
выходу, причем Dвx
≠ Dвых.

23)
При отыскании нестабильности какого-либо
технического показателя γ устройства
принято использовать понятие
чувствительности
(параметрической)

,
(1.6)

которая
по существу представляет отношение
относительных нестабильностей
интересующего нас показателя γ и
параметра х
как
источника нестабильности. Безразмерная
величина
называется чувствительностью показателя
γ к изменению параметрах.
Так,
если для простейшего однотранзисторного
усилителя (каскада) в (1.6) γ
= К,
x
= Iкo, то
чувствительность коэффициента усиления
(К)
к изменениям тока коллектора в исходной
рабочей точке (Iко)
.

Интересующий
нас показатель может быть не обязательно
параметром устройства (например,
коэффициентом усиления), но и какой-либо
функцией (например, передаточной). В
последнем слу­чае чувствительность
тоже является функцией. Частную
производную дγ
/ дх в
(1.6) называют функцией чувствительности
или коэффициентом влияния параметра х
на
величину γ.

Относительное
изменение интересующего нас технического
показателя

(1.7)

Если
γ зависит от нескольких параметров: хl,
х2,
…,
то полное относительное изменение

Если
интересующий нас показатель комплексный
γ
= γ ехр (jφ),
то
назы­вается модульной чувствительностью,
а— фазовой чувствительностью.

24)
Простейшая схема каскада на биполярном
транзисторе (рис. 1.4, а)
содержит
транзистор VT
и
резистор Rк,
включенный
в цепь коллектора последовательно с
источником питания Еп.
Во входной цепи последовательно с
источником переменного усиливаемого
напряжения Uвх
включен
источник постоянного напряжения смещения
Uсм.
Переменная
составляющая тока коллектора, протекая
через резистор
Rк,
выполняющий функции коллектор нагрузки,
создает на нем выходное напряжение. Оно
снимается с коллектора через разделительный
конденсатор (на схеме не показано) и
подается далее на сопротивление нагрузки
каскада Rн.
Конденсатор
пропускает только переменную составляющую.

Рассмотрим
работу каскада. В исходном состоянии
или режиме покоя uвх
=
0. При
этом напряжение на базе равно Uсм,
а
ток коллектора и напряжение на нем в
исходной рабочей точке равны Iко
и Uко
= Еп – IкоRк.

Пусть
теперь подается входное переменное
напряжение uвх
= Umвх
sin(ωt)
(рис.
1.4, б).
Оно дополнительно открывает транзистор
в первый полупериод и частично закрывает
его во второй. В результате ток коллектора
изменяется около значения в исход­ной
рабочей точке тоже по закону синуса:
.Мгновенное
значение напряжения коллектор — эмиттер
,
где
— амплитуда его переменной составляющей.
В первый полупериод (рис. 1.4,б)
уменьшается из-за увеличения токаи падения напряжения на.
Здесьиграет роль преобразователя тока в
напряжение.

При
достаточно большом
оказывается,
т.
е. каскад дает усиление по напряжению.
Благодаря большому внутреннему
сопротивлению выходной цепи транзистора
включение сопро­тивления
почти не уменьшает амплитуду переменного
тока коллектора, т.е. транзистор выступает
в роли управляемого генератора сигнального
тока, а сопротивление— в роли преобразова­теля этого тока
в сигнальное напряжение.

Процесс
управления током
выходной цепи транзистора можно
рассматривать так же, как результат
изменения его мгновенного внутреннего
сопротивления постоянному току (рис.
1.4,в).
Благо­даря этому происходит непрерывное
перераспределение напряжения источника
питания между транзистором и нагрузкой.
Управ­ление внутренним сопротивлением
транзистора осуществляется входным
напряжением.

25)
Простейшая схема каскада на биполярном
транзисторе (рис. 1.4, а)
содержит
транзистор VT
и
резистор Rк,
включенный
в цепь коллектора последовательно с
источником питания Еп.
Во входной цепи последовательно с
источником переменного усиливаемого
напряжения Uвх
включен
источник постоянного напряжения смещения
Uсм.
Переменная
составляющая тока коллектора, протекая
через резистор
Rк,
выполняющий функции коллектор нагрузки,
создает на нем выходное напряжение. Оно
снимается с коллектора через разделительный
конденсатор (на схеме не показано) и
подается далее на сопротивление нагрузки
каскада Rн.
Конденсатор
пропускает только переменную составляющую.

Рассмотрим
работу каскада. В исходном состоянии
или режиме покоя uвх
=
0. При
этом напряжение на базе равно Uсм,
а
ток коллектора и напряжение на нем в
исходной рабочей точке равны Iко
и Uко
= Еп – IкоRк.

26)

27)
В зависимости от
того, какую долю периода усиливаемого
ко­лебания синусоидальной формы ток
протекает через усилительный элемент
, различают несколько режимов его работы,
которые при­нято обозначать заглавными
буквами латинского алфавита. Рас­смотрим
основные из них. Самым распространенным
является режим
А (рис.
1.4). Он характеризуется тем, что путем
подачи постоянного смещения исходная
рабочая точка транзистора выби­рается
при сравнительно большом токе. Поэтому
ток коллектора не прерывается в течение
всего периода колебания. Режим А дает
малые нелинейные искажения. Он применяется
во всех каскадах предварительного
усиления, а иногда и в оконечных каскадах.

Режимом
В
называется такой режим, когда исходная
рабочая точка совмещается с началом
передаточной характеристики транзистора
(точка О
на рис. 1.5).

В
режиме АВ
рабочую точку А
(рис.
1.5) выбирают примерно на середине
начального криволинейного участка
передаточной характеристики транзистора.
Режим
С
характеризуется выбором исходной
рабочей точки (А1
на
рис. 1.5) в области запирания транзистора,
в результате чего угол отсечки Θ
< 90º.
Режим С применяется в радиопередаю­щих
устройствах, а также в усилителях с
повышенным КПД.

Режим
D,
или ключевой режим работы транзистора,
состоит в том, что на его вход подаются
прямоугольные импульсы большой амплитуды,
полностью отпирающие и запирающие
транзистор. Иногда употребляют понятия
и других режимов или классов усиления,
но пока еще нет единообразия в их
обозначениях.

1)

2)
Работу усилительного прибора в схеме
можно интерпретировать как процесс
управления протеканием тока Iвых
с помощью из­менений входного сигнала
Iвx
или
Uвх.
В
процессе указанного управления значения
токов и напряжений в каскаде изменяются.
Точка
плоскости выходных или других ВАХ
усилительного при­бора, связывающая
текущие значения токов и напряжений в
ка­скаде, называется рабочей
точкой (РТ).
Рабочая точка, соответствующая отсутствию
сигнальных воздействий, называется
исходной
рабочей точкой (ИРТ).
В дальнейшем, обозначения токов и
напряжений, соответствующие ИРТ, будем
отмечать дополнительным индексом «0».
Так, значение коллекторного тока,
соответствующее исходной рабочей точке,
будет обозначаться как Iко.
Зна­чение
разности потенциалов между коллектором
и эмиттером в этой точке — как Uкэо
и т. д.

4)
Напряжения, токи, а также цепи,
обеспечивающие положение ИРТ в
усилительной области, называются
соответственно напря­жениями,
токами и цепями смещения. Напряжения
и токи смеще­ния часто также называют
начальными.

5)
Область возможных значений выходного
тока и напряжения ограничена необходимостью
выполнения ряда условий, вытекаю­щих
из требования обеспечения надежной и
безопасной работы усилительного прибора
в схеме. В качестве параметров, определяющих
эти ограничения, выступают паспортные
данные на тран­зистор о предельно
допустимых значениях выходного тока
Iвыхтах
и выходного напряжения Uвыхтах,
а также тепловой мощности Ptтах,
выделяемой в выходной цепи усилительного
прибора. При отсутствии сигнала, а также
при малой его интенсивности (когда ΔIвых
<< Iвыхо)
в
выходной цепи транзистора выделяется
мощность Pt
= UвыхоIвыхо,
где
Uвыхо,
Iвыхо
— значения выходного напряжения и тока
в исходной РТ. Таким образом, область
безопасной работы (ОБР)
— это область выходных ВАХ, в пределах
которой выполняются условия Iвых
< Iвыхтах,
Uвых
<
Uвыхmах
и Рt
= IвыхоUвыхо
<< Ptтах.
На рис. 2.1 и 2,2 границы ОБР выделены
штриховкой.

6)
На основании проведенного рассмотрения
может быть сформу­лировано следующее
правило определения положения ИРТ с
помощью графических построений:

Чтобы
определить положение ИРТ, необходимо
в соответствии с (2.2) на плоскости выходных
характеристик усилительного при­бора
построить график ВАХ нагрузки, совместив
начало его координат с точкой (Uкэ
=
Еп, Iк
=
0)
и изменив направление оси на­пряжений
этого графика на противоположное. Точка
пересечения графика, построенного таким
образом, с графиком текущей выходной
ВАХ усилительного прибора определит
текущее положение РТ.

7)
В результате с сопротивлением
разделительного конденсатора можно не
считаться и при составлении эквивалент­ной
схемы для переменного тока его можно
заменить коротким замыканием.

При
рассмотрении работы каскада на переменном
токе исполь­зуют так называемую
эквивалентную
схему каскада для переменного тока. При
ее составлении из схемы прототипа
исключаются все разделительные и
блокировочные конденсаторы (они
замеща­ются накоротко замкнутыми
цепями), а все источники постоянного
напряжения заземляются, так как на
внешних зажимах этих источников
сигнальные потенциалы отсутствуют.
Эквивалентная схема каскада рис. 2.5, б
для переменного тока приведена на рис.
2.5, в.
В
схеме выходной сигнальный ток iвых
транзистора протекает через параллельное
соединение резисторов Rн
и RвхN+1.
ВАХ
этого соединения, называемого эквивалентным
сопротивле­нием Rэкв
в нагрузки, определяет характер
преобразования сигналь­ного тока
iвых
транзистора в сигнальное напряжение
uвых.
Поэтому еe можно рассматривать как
нагрузочную характеристику транзи­стора
на переменном токе, а само параллельное
соединение – как нагрузку транзистора
на переменном токе.

В процессе воздействия сигналов на
входные зажимы усили­тельного прибора
значения токов и потенциалов в каскаде
изме­няются, а РТ занимает различные
положения. Линия на плоскости выходных
ВАХ, по которой движется РТ в процессе
воздействия сигналов на вход усилительного
прибора, называется нагрузочной
линией или нагрузочной характеристикой.
При
резистивной нагрузке, когда взаимосвязь
тока, протекающего через нагрузку, с
создаваемой этим током разностью
потенциалов однозначна (между изменениями
тока и напряжения нет фазовых сдвигов
и запаздываний), нагрузочная характеристика
имеет вид линии, в ка­честве которой
при линейной нагрузке выступает прямая
линия.

В
общем случае под нагрузочной
характеристикой на переменном токе
понимается
ВАХ на переменном токе полного
сопротивления, включенного между
выходной клеммой транзистора и точкой
нулевого потенциала. Обычно нагрузочную
характеристику на переменном токе
рассмат­ривают только при резистивном
характере нагрузки. Поэтому график этой
характеристики в отличие от траектории
рабочей точки имеет вид не замкнутого
контура, а сплошной линии.

9)
В схеме рис. 2.5, б,
соотношение
между нагрузками на перемен­ном Rн~
и постоянном Rн-
токах таково, что Rн~
<
Rн-
.
Схема, в которой Rн~
>
Rн-
приведена на рис. 2.6, а,
а
графические по­строения, соответствующие
проведению анализа ее работы на постоянном
и переменном токах,- на рис. 2.6, б.
Построение
нагру­зочной характеристики по
постоянному току (Rн-)
осуществлено в предположении, что
первичная обмотка трансформатора имеет
пренебрежимо малое сопротивление на
постоянном токе, поэтому график этой
нагрузочной характеристики представлен
вертикаль­ной линией. Точка пересечения
этой линии с ВАХ транзистора, соответствующей
начальному базовому току Iбо,
определяет поло­жение ИРТ. Ход графика
нагрузочной характеристики на перемен­ном
токе (Rн~)
определяет сопротивление Rн~,
численно равное сопротивлению нагрузки,
пересчитанному к выходу первичной ω1
обмотки трансформатора, при этом

Rн
= (ω1
/ ω2)²ηтрRн,
(2.3)

где
ω1,
ω2 —
число витков первичной и вторичной
обмоток транс­форматора; ηтр
— кпд трансформатора; Rн
— сопротивление на­грузки, подключенной
ко вторичной ω2
обмотке
трансформатора.

10)
При комплексной нагрузке, например, при
резистивно-емкост­ном ее характере
между сигнальными изменениями тока и
напря­жения наблюдаются фазовые
сдвиги, в результате чего РТ в про­цессе
усиления сигналов перемещается на
плоскости выходных ВАХ транзистора не
по линии, а по контуру, называемому
траек­торией
движения рабочей точки. Конфигурация
этой траектории зависит от формы сигнала,
его интенсивности и скорости изменения
во времени, а также от степени отклонения
характера нагрузки от резистивного.

В
процессе воздействия сигналов на входные
зажимы усили­тельного прибора значения
токов и потенциалов в каскаде изме­няются,
а РТ занимает различные положения. Линия
на плоскости выходных ВАХ, по которой
движется РТ в процессе воздействия
сигналов на вход усилительного прибора,
называется нагрузочной
линией или нагрузочной характеристикой.
При
резистивной нагрузке, когда взаимосвязь
тока, протекающего через нагрузку, с
создаваемой этим током разностью
потенциалов однозначна (между изменениями
тока и напряжения нет фазовых сдвигов
и запаздываний), нагрузочная характеристика
имеет вид линии, в ка­честве которой
при линейной нагрузке выступает прямая
линия.

11)
Проведенное рассмотрение показывает,
что при комплексной нагрузке РТ может
существенно отклоняться от нагрузочной
ха­рактеристики, что в ряде случаев
может приводить к ее выходу за пределы
области безопасной работы и перегрузке
выходной цепи по току (при емкостном
характере нагрузки), напряжению (при
индуктивном) и по току и напряжению (при
индуктивно­-емкостном). В целях
предотвращения выхода из строя
транзисто­ров в цепь нагрузки часто
включают специальные элементы защиты,
такие как диоды, стабилитроны, варисторы.

12)
При усилении сигналов большой интенсивности
часто необхо­димо обеспечить возможность
получения на выходе каскада пре­дельных
сигнальных изменений тока и напряжения,
соизмеримых с Iвыхmах
и Uвыхmах.
В указанных условиях выбор положения
ИРТ
осуществляют
с учетом полярности сигнала и его формы.
При этом, когда ожидаемые сигнальные
изменения тока на выходе транзи­стора
двунаправлены, т. е. имеют как положительные,
так и отри­цательные приращения,
например соответствуют синусоидальному
закону, то ИРТ располагают в середине
усилительной области та­ким образом,
чтобы

Iвыхо
≈ Iвыхтах
/ 2; Uвыхо
≈ (Uвыхтах
+ Uначmах)
/ 2.
(2.6)

В
этом случае обеспечивают возможность
получения выходного тока и напряжения
с амплитудами Iт
и
Um,
достигающими
пре­дельных значений Iттах
= Iвыхта
х/ 2; Uттах
= (Uвыхтах
— Uначmах)
/ 2.
(рис.2.8, а).

В
случае усиления однополярных сигналов
ИРТ располагают при одном из крайних
возможных значении тока усилительной
об­ласти ВАХ, т. е. таким образом, чтобы
Iвыхо
≈ Iвыхтах
(ИРТ1 на рис. 2.8, б)
либо
Iвыхо
≈ 0
(ИРТ2 на рис. 2.8, б).
При
таких положе­ниях ИРТ обеспечивается
возможность получения наибольших
амплитуд импульсного сигнала Uттах
= Uвыхо
— Uнач.
Конкретный выбор из двух возможных
положений ИРТ зависит от соотношения
полярности сигнала и типа проводимости
транзистора.

Если
это сочетание таково, что все сигнальные
воздействия на­правлены на увеличение
тока в транзисторе, то ИРТ располагают
при минимально возможных значениях
тока на выходе, в против­ном случае —
при значениях Iвыхо,
приближающихся к Iвыхтах.
По­следний вариант менее желателен,
так как при нем каскад обла­дает
повышенным токопотреблением.

13)
При организации схемы усилительного
каскада один из его эквипотенциальных
участков обычно присоединяется к точке
ну­левого потенциала. Такое подключение
называется заземлением
участка цепи, а
точка заземления — общей
точкой. Следует
отме­тить, что заземление одного из
эквипотенциальных участков (од­ного
из узлов) цепи не отражается на ее работе.
Обычно зазем­лению подвергаются один
из зажимов источника питания и один из
выводов усилительного прибора.

На
рис. 2.5, а
приведен
пример такого схемного построения,
об­разованного
на базе схемы рис. 1,4, а
путем
заземления в ней цепи эмиттера. Обычно
в преобразовании выходного сигнального
тока ∆Iк
= iвых
в выходное сигнальное напряжение uвых
участвует
не только двухполюсник Rн,
но и другие цепи.

14)
Появление сигнального приращения ∆Iб
базового тока Iбо
из­меняет ход выходной ВАХ транзистора.
В результате этого точка пересечения
графиков ВАХ занимает новое положение,
определяя сигнальные изменения ∆Iк
и
∆Uкэ

коллекторного тока и разности потенциалов
коллектор — эмиттер.

Аналоговый
сигнал ∆Iб(t)
изменяется
плавно и непрерывно, в ответ на такие
изменения происходят плавные и непрерывные
изменения положения РТ, в результате
чего процесс усиления сигнала можно
трактовать как процесс управления ходом
выходной ВАХ транзистора, приводящий
к изменениям положения ра­бочей точки
и появлению сигнальных составляющих
тока и напря­жения на выходе усилительного
каскада.

15)
При выборе положения ИРТ следует также
руководствоваться необходимостью
обеспечения безотказной работы
усилительных схем. С этой точки зрения
требуется, чтобы в процессе усиления
сигналов РТ, и в первую очередь ИРТ, не
выходили за границы области безопасной
работы, т. е. в каскаде выполнялись
условия Iвыхо
< Iвыхтах,
Uвыхо
≈ Uвыхтах,
а положение ИРТ удовлетворяло условию
IвыхоUвыхо
≤ Ptтах
(ИРТ находилась бы в пределах
неза­штрихованных на рис. 2.1 и 2.2
областей).

При
выборе положения ИРТ следует также
иметь в виду, что мощность Pt
= IвыхоUвыхо
имеет
наибольшее значение при Uвыхо
=
Еп / 2 (при
Iвыхо
= Еп / 2Rн-).

ИЗ
всего сказанного следует, что для того,
чтобы определить условия, при которых
транзистор обеспечи­вает наибольшее
значение мощно­сти Р~
без выхода РТ за пределы усилительной
области ВАХ, необходимо вписать в эту
область тре­угольник мощности с
наибольшей площадью, например, как это
показано на рис. 2.9.

Гипотенуза
этого треугольника может пересекать
линию огра­ничений по предельно
допустимой мощности Р~тах
при условии, что ИРТ лежит ниже этой
линии, а РТ выходит за пределы указанной
границы в процессе усиления лишь на
небольшие отрезки времени, как это,
например, наблюдается при усилении
коротких импульсных сигналов, следующих
с большой скважностью. Угол наклона
гипотенузы треугольника мощности с
наибольшей пло­щадью определяет
оптимальное значение сопротивления
нагрузки на переменном токе R~opt.
При этом значении нагрузки УП способен
выделить во внешнюю цепь наибольшую
сигнальную мощ­ность Р~.

Следует
отметить, что значение R~opt
обычно не совпадает с тем, которое
вытекает из условия равенства сопротивлений
на­грузки и источника. Таким образом,
ограничения по увеличению площади
треугольника мощности и соответственно
по возможно­стям получения больших
мощностей Pt
связаны
с тем, что реаль­ные УП имеют ограничения
по току, напряжению и мощности.

В
условиях отсутствия ограничений по
мощности Pt
в
качестве формулы для оценки значения
R~opt
может быть использовано со­отношение

16)
Большие токи Iко
и Iсо
желательны с точки зрения уменьшения
влияния факторов, дестабилизирующих
работу каскада на по­стоянном токе.
С этой точки зрения необходимо, чтобы
в каска­де на биполярном транзисторе
выполнялось условие Iко>>
Iкоh21Э,
где Iко—
неуправляемый ток обратносмещенного
р-n
перехода;
h21Э
— номинальное значение коэффициента
усиления транзистора по току в схеме с
заземленным эмиттером.

Если
к усилителю малых сигналов не предъявляются
какие­-либо специальные требования,
то значение токов Iко
и Iсо
выби­рают в интервале 0,5 … 5 мА.
Исключение составляют случаи построения
так называемых микромощных усилителей,
где токи Iко
и Iсо
могут достигать десятка микроампер и
менее.

17)
Взаимосвязь изменений ΔIвых
тока
Iвых
от
сигнальных изменений ΔIвx
или
ΔUвх
входного тока Iвx
или
входного напряжения Uвх
должна
быть не только причинно-следственной,
но и по
возможности
линейной. Только при
линейной
(пропорциональной) функ­циональной
зависимости значений ΔIвых
от
ΔIвx
или
ΔUвх
возможно неискаженное воспроизведение
усиливаемого сигнала на выходе, каскада
при работе его усилительного прибора
на линейную рези­стивную нагрузку.
Косвенным признаком возможности
неискажающей работы усилительного
прибора в усилительном каскаде яв­ляется
эквидистантность графиков семейства
ВАХ, представленных на рис. 2.1 и 2.2.
Очевидно, что условие эквидистантности
выполняется лишь в ограниченной области
значений токов и напря­жений. Область
выходных ВАХ УП, где указанное условие
выполняется с приемлемой для практики
точностью, называется усилительной
областью. Протяженность
этой области ограничена с одной стороны
так называемой линией
насыщения (1 на
рис. 2.1 и 2.2), а с другой — линией
отсечки (2
на рис. 2.1 и 2.2). При значениях тока
коллектора, соответствующих областям
выходных ВАХ, лежащим левее линии 1 и
ниже линии 2, не только нарушается
пропор­циональная зависимость выходных
сигнальных приращений от
входных,
но вообще прекращается управляющее
воздействие вход­ного сигнала на
выходной ток,
т.
е. усилительный прибор полностью теряет
усилительную способность.

18)
В ряде случаев условия работы схемы
отличаются от типовых. Часто базовые
выводы транзисторов VТ1
и
VТ2
подключены
к точ­кам с ненулевым значением
постоянных потенциалов, например к
средней точке резистивного делителя
постоянного напряжения. Такая ситуация
часто встречается на практике, когда
рассматриваемая схема питается от
однополярного источника питания (рис.
6.8, б),
а также в многокаскадных усилительных
трактах, когда в их состав входят
несколько непосредственно или кондуктивно
связанных каскадов. В этих условиях
особое внимание обра­щается на
обеспечение симметрии схемы на постоянном
токе, которая достигается строгим
выравниванием токозадающих потенциалов
U01
и U02
в точках подключения базовых выводов
транзисторов VТ1
и
VT2,
например подбором сопротивлений в
резистивных делителях, питающих базовые
цепи транзисторов в схеме рис. 6.8, б.
Необходимость
выполнения условия симметрии связана
с тем, что рассматриваемая схема весьма
чувствительна к разности потенциалов
между базовыми выходами транзисторов
VТ1
и
VT2,
т.
е. к разности потенциалов
.
Возникновение
этой разности потенциалов хотя и не
приводит к заметным изменениям тока
I0,
но вызывает его перераспределение между
двумя ветвями схем. В результате этого
коллекторно-эмиттерный ток одного
транзистора увеличивается, а другого
— уменьшается. Появление разности
потенциалов между базами транзисторов
в 70…80 мВ вызывает практически полную
асимметрию в работе схемы на постоянном
токе, при которой один, из транзисторов
оказывается закрытым, а другой — в
состоянии насыщения, вследствие, чего
схема теряет способность усиливать
сигналы.

19)
Важнейшими требованиями, которым должна
отвечать схема современного электронного
устройства, являются его серийнопригодность
и возможность изготовления этого
устройства при минимальном числе
настроечно-наладочных операций. Условию
высокой серийнопригодности в первую
очередь отвечают такие усилительные
схемы, в которых обеспечиваются высокая
стабильность работы на постоянном токе,
малая зависимость этих режимов от
свойств конкретного транзистора и
условий его работы.

В
соответствии с рис. 2.1 биполярный
транзистор можно рас­сматривать как
усилительный прибор, управляемый током.
По­этому имеются стремления задавать
положение ИРТ за счет выбора определенного
значения тока базы Iбо,
например,
как это реализовано в схеме рис. 3.1, а.
Эту
схему можно рассматривать как схему с
фиксированным током базы, т. е. таким,
который прак­тически не зависит от
свойств конкретного транзистора и
воздействия дестабилизирующих факторов.
Указанная независимость обусловлена
тем, что сквозная передаточная ВАХ
биполярного транзистора, представляющая
функциональную связь напряжения база
— эмиттер Uбэ
с током коллектора Iк
(рис.
3.1, б),
подобна
ВАХ стабилитрона, т. е. такова, что
напряжение Uбэ
при любом токе коллектора практически
неизменно, поскольку указанная зависимость
имеет логарифмический характер

Uбэ
=
тUт
ln
(Iк
/ Iоэ), (3.1)

где
т
—
параметр, значение которого близко к
единице при малых токах Iк
и достигает 2 … 5 при приближающихся к
максимально допустимым; Iоэ
— обратный ток насыщенного перехода
база-эмиттер; Uт
≈ 0,026
В
— температурный потенциал.

20)
Разность потенциалов Uо
= Uбо
—

на
резисторе R2
в
этих условиях также не зависит от свойств
конкретного тран­зистора, при этом в
соответствии с той ролью, которую играет
эта разность потенциалов в обеспечении
заданного значения тока Iко,
ее можно назвать токозадающей
разностью потенциалов. В
дальнейшем эту разность потенциа­лов
будем обозначать Uо.
Очевидно,
что для создания тока в транзисторе
значение разности потенциа­лов Uо
должно быть не ниже номинального
напряжения Uбэо.

С
точки зрения обеспечения в схеме рис,
3.2 стабильного и определенного тока Iко
существенным является то, что при работе
биполярного транзистора в режиме
усиления сигналов разность потенциалов
Uбэо
база — эмиттер в малой степени зависит
от тока коллектора, поскольку эта
зависимость по характеру приближается
к логарифмической, определяемой
соотношением (3.1).

Таким
образом, можно считать, что в усилительном
каскаде на биполярном кремниевом
транзисторе малой и средней мощности
потенциал Uбо
передается (транслируется) к его эмиттеру,
за вы­четом номинального напряжения
Uбэо,
которое для кремниевых транзисторов
приблизительно равно 0,65 … 0,70 В. Благодаря
этому независимо от свойств конкретного
транзистора. ((В каскадах на
кремниевых транзисторах малой и средней
мощ­ности эта разность потенциалов
имеет значение, приблизительно равное
0,7 В. В дальнейшем это приближенное
значение напряже­ния Uбэ,
соответствующее работе транзистора в
режиме усиления сигналов, будем называть
номинальным
напряжением база —
эмиттер
и обозначать Uбэо.))

21)
Несмотря на простоту организации и
кажущуюся очевидность заложенных
принципов функционирования, схемы рис.,
3.1, а
с
фиксированным током базы не находят
широкого применения, так как они не
могут обеспечить высокой стабильности
и опреде­ленности положения ИРТ. Это
связано с тем, что у биполярных транзисторов
наблюдается существенный разброс
значений коэффициентов передачи В
тока
базы, и так как Iкo
≈ Iбо
В, то
при фиксированном токе Iбо
токи Iко
в различных экземплярах усили­тельных
схем при бесподстроечной технологии
их изготовления могут существенно
отличаться. Таким образом, рассмотренный
принцип обеспечения заданного положения
ИРТ не может гаран­тировать возможность
получения серийнопригодных усилительных
схем, ведь стабилизации должен подвергаться
ток коллектора, а не ток базы.

На
рис. 3.2 приведена так называемая схема
эмиттерно-базовой
стабилизации, с
помощью которой в каскадах усиления
обеспечиваются высокая стабильность
и определенность тока коллек­тора
Iко.
В
ней потенциал базового вывода транзистора
питается от низкоомной цепи, например,
с помощью резистивного делителя,
относительно которого выполняется
условие Iдел
>> Iбо ≈
Iко/В,
бла­годаря
чему при фиксированных значениях
питающих напряжений
и
потенциал
базы Uбо

прак­тически не зависит от тока базы
Iбо,
т. е. от свойств конкретного транзистора,
что и дает основания называть эту схему
схе­мой с фиксированным потенциалом
базы.

22)
Основным соотношением, на базе которого
осуществляется анализ на постоянном
токе с помощью графических построений,
является соотношение

Uзи
=
Uо
— Uи= Uо — Iио
· Rи
(3.5)

при
этом также считается, что Iио
= Iсо
и
поэтому
для определения тока стока достаточно
найти ток истока.

Построение
графиков ВАХ проводится в соответствии
с (3.5) на плоскости сквозных характеристик
транзистора, представляющих зависимость
выходного тока транзистора (тока стока
Ic)
от
входного напряжения (напряжения затвор
— исток Uзи).
Выход­ное напряжение Uси
транзистора должно выступать в этих
харак­теристиках в качестве параметра.
Но учитывая, что в полевом транзисторе,
работающем в линейном режиме, токи стока
и истока в малой степени зависят от
разности потенциалов между стоком —
истоком, при графической интерпретации
сквозных характеристик полевого
транзистора можно ограничиться
использованием одной характеристики.

Соответствующие
графики и построения, направленные на
опре­деление положения ИРТ в схеме
рис. 3.3, а,
представлены
на рис. 3.3, б.
Эти построения предполагают, что в
истоковой цепи транзистора включен
линейный резистор Rи
с ВАХ рис. 3.3, в,
а
на затвор транзистора с помощью делителя
R1R2
подан
потенциал Uо.
Точка
пересечения графика ВАХ сквозной
характеристики с отображенной на ней
в соответствии с (3.5) ВАХ двухполюсника
Rи
определит
искомое положение ИРТ, т. е. значение
тока Ico
и
раз­ности потенциалов Uзио,
выступающей в роли напряжения сме­щения.

23)
Важной технической задачей, решаемой
при проектировании усилительных схем,
является обеспечение возможности их
беспод­строечного выпуска в условиях
наличия разброса характеристик у
транзисторов, используемых при
изготовлении этих схем. Основным
фактором, обусловливающим неопределенность
режимов работы на постоянном токе схемы
рис. 3.2, является разброс транзисторов
по параметрам Uбэо
и
Iоэ.

Iко
≈ Iэо
= (Uо
—
Uбэо) / Rо ≈ (UR2
— 0,7) / Rо. (3.2)

Из
(3.2) следует, что отклонения ΔIк
коллекторного тока Iко
из-за вариаций ΔUбэ
разности потенциалов Uбэо

тем меньше, чем большее значение
сопротивления имеет резистор Ro,
а
именно

ΔIк
= ΔUбэ
/ Rо, ΔIк
/ Iко
=
ΔUбэ
/
ΔUR0. (3.3)

Поэтому
с точки зрения стабильности и определенности
положения ИРТ желательно, чтобы выбор
значений Ro
и
Uэо
обеспечивал
выполнение условий Rо
>>
ΔUбэ
/ Iэо
и URO
>> ΔUбэ.
Обычно
приемлемая определенность тока коллектора
в отдельно взятом каскаде организованном
по схеме рис. 3.2, наблюдается при значениях
напряжения Uэо,
превышающих 1 … 2 В.

Из
(3.1) Uбэ
=
тUт
ln
(Iк
/ Iоэ), (3.1)
и (3.3) следует, что в этой схеме вариации
пара­метра Iоэ
в пределах от Iоэ1
до Iоэ2
приводят к изменениям тока коллектора,
которые можно оценить по формуле

ΔIк
= (тUт/Ro)ln
(Iоэ1
/ Iоэ2). (З.4)

Таким
образом, с точки зрения обеспечения
стабильности и определенности тока
Iко,
малой зависимости этого тока от
конкрет­ных свойств транзистора и
возможных температурных изменений
желательно, чтобы в схеме рис. 3.2
выполнялись соотношения: UR0
>> ΔUбэ
и
Iдел
>>
Iбо
≈ Iко
/ В,
где В ≈
h21Э.

24)
Типовое схемное построение каскада на
полевом транзисторе, обеспечивающее
высокую стабильность и определенность
положения ИРТ, приведено на рис. 3.3, а.

Основным
соотношением, на базе которого
осуществляется анализ на постоянном
токе с помощью графических построений,
является соотношение

Uзи
=
Uо
— Uи= Uо — Iио
· Rи
(3.5)

при
этом также считается, что Iио
= Iсо
и
поэтому
для определения тока стока достаточно
найти ток истока.

Построение
графиков ВАХ проводится в соответствии
с (3.5) на плоскости сквозных характеристик
транзистора, представляющих зависимость
выходного тока транзистора (тока стока
Ic)
от
входного напряжения (напряжения затвор
— исток Uзи).
Выход­ное напряжение Uси
транзистора должно выступать в этих
харак­теристиках в качестве параметра.
Но учитывая, что в полевом транзисторе,
работающем в линейном режиме, токи стока
и истока в малой степени зависят от
разности потенциалов между стоком —
истоком, при графической интерпретации
сквозных характеристик полевого
транзистора можно ограничиться
использованием одной характеристики.

Соответствующие
графики и построения, направленные на
опре­деление положения ИРТ в схеме
рис. 3.3, а,
представлены
на рис. 3.3, б.
Эти построения предполагают, что в
истоковой цепи транзистора включен
линейный резистор Rи
с ВАХ рис. 3.3, в,
а
на затвор транзистора с помощью делителя
R1R2
подан
потенциал Uо.
Точка
пересечения графика ВАХ сквозной
характеристики с отображенной на ней
в соответствии с (3.5) ВАХ двухполюсника
Rи
определит
искомое положение ИРТ, т. е. значение
тока Ico
и
раз­ности потенциалов Uзио,
выступающей в роли напряжения сме­щения.

Рассмотренный
графический принцип определения
положения ИРТ применим и при нелинейном
характере БАХ двухполюс­ника Rи.
Соответствующие построения для случая,
когда в качестве сопротивления Rи
использован двухполюсник с ВАХ рис.
2.4, а,
от­мечены
на рис. 2.4, б
штриховой
линией.

3.1. Коэффициент усиления усилителя

3.2. Амплитудная характеристика и динамический диапазон усилителя. Помехи в усилителях

3.3. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики

3.4. Нелинейные искажения

3.5. Временные характеристики усилителя

3.1. Коэффициент усиления усилителя

Всякий усилитель имеет две пары входных клемм и его можно представить в виде четырёхполюсника связи рис. 2.2 и рис. 2.6:

Рис. 2.6. Усилитель как четырёхполюсник связи

Отношение выходного напряжения U_ВЫХ к входному напряжению принято называть коэффициентом усиления по напряжению:

где: ; φ_н = φ_н.вых – φ_н.вх — учитывает изменение фазы сигнала при усилении. Аналогично, коэффициент усиления по току К_Т равен:

;

φ_т = φ_т.вых – φ_т.вх — учитывает изменение фазы тока при усилении.

Выходной ток I_ВЫХ, как видно из рис. 2.6, равен:

Влияние выходного сопротивления усилителя учитывается с помощью коэффициента усиления по ЭДС (сквозной коэффициент усиления)

Сквозной коэффициент усиления можно определить и по другому:

;

где – коэффициент передачи входной цепи. Приведённые коэффициенты усиления по напряжению и току являются безразмерными величинами. Иногда используются величины:

и

Называется сопротивление передачи (Z_T) и крутизны (D) усилителя и имеющие размерность [Ом] и [См]. Усиление усилителя по мощности К_М равно:

;

В технике связи коэффициенты усиления обычно выражают в логарифмических единицах (децибелах) обозначая их соответственно:

3.2. Амплитудная характеристика и динамический диапазон усилителя. Помехи в усилителях

Амплитудной характеристикой усилителя называется зависимость U_ВЫХ = f (U_ВХ). Она имеет вид, показанный на рис. 2.7:

Рис. 2.7. Амплитудная характеристика усилителя

Как видно из рис. 2.7амплитудная характеристика имеет три участка: два нелинейных (I и III) и линейный участок (II). Первый участок обусловлен влиянием собственных помех усилителя, а третий – нелинейностью характеристик усилительных элементов. Рабочим участком является второй. Он позволяет определить минимальное U_{ВХ. min} и максимальное значение входного сигнала. Отношение входных напряжений определяет динамический диапазон усилителя:

;

По амплитудной характеристике можно найти напряжение собственных помех U_{ПОМ.ВЫХ} усилителя при U_ВХ = 0. Это напряжение представляет сумму напряжений собственных шумов усилительных элементов усилителя, напряжение тепловых шумов резисторов, наводок, пульсаций источника питания (питание от сети). Собственные помехи усилителя характеризуют часто коэффициентом шума:

[дБм]

где Р_{ПОМ.ВЫХ.ИД.} – мощность собственных помех на выходе усилителя, элементы которого обладают помехами теплового происхождения.

Угол наклона характеристики α характеризует усилительные свойства усилителя. При большом коэффициенте усиления амплитудная характеристика идёт круче (угол α больше).

Коэффициент усиления и фаза любого усилителя зависят от частоты. Зависимость коэффициента усиления K(f) называется амплитудно-частотной характеристикой, а аргумента φ(f) фазо-частотной характеристикой. Их часто обозначают сокращенно: АЧХ и ФЧХ соответственно.

Форма сигнала после его усиления может быть сохранена в том случае, если усилитель является идеальным (т.е. не вносит искажений). Искажения будут отсутствовать, если в диапазоне частот, соответствующем спектру этого сигнала (от f_Н до f_В) АЧХ и ФЧХ будут иметь вид показанный на рис.2.8 и 2.9 соответственно.

В реальных усилителях эти условия обычно не выполняются. Отличие реальных характеристик от идеальных определяют амплитудно-частотные фазо-частотные искажения усилителя.

Рис. 2.10. Зависимость коэффициента усиления по напряжению от частоты

Количественно амплитудно-частотные искажения на любой частоте f_i определяются коэффициентом амплитудно-частотных искажений M_i (индекс i показывает частоту f_i):

;

Здесь К_Ф = К₀ – коэффициент усиления в области средних частот. Часто коэффициент амплитудно-частотных искажений определяют в логарифмических единицах:

М_i = 10^0,05·∆Si

В технике МСП часто используют усилители, частотные характеристики усиления которых имеют заданную форму, отличную от идеальной. В данном случае задаются допустимым отклонением коэффициента усиления реального усилителя от номинального значения на различных частотах рабочего диапазона. На рис. 2.11 показана заданная частотная характеристика (пунктирная линия) и характеристика реального усилителя (сплошная линия).

Рис. 2.11. АЧХ группового усилителя МСП ∆S – допустимые отклонения АЧХ

Во многих случаях допустимые фазо-частотными искажениями усилителя вообще не задаются, поскольку они не имеют значения. Чаще используют характеристику неравномерности группового времени распространения ∆t_ГР(f):

∆t_{ГР. i} = t_{ГР. i} – t_{ГР. МИН.}

Где t_{ГР. i} – абсолютное время задержки сигнала усилителем на данной частоте; t_{ГР. МИН.} – абсолютное время задержки, определённое на той частоте рабочего диапазона, усилителя, где оно минимально. Величина t_ГР(f) связана с ФЧХ уравнением:

Т.о. t_ГР(f) соответствует крутизне ФЧХ усилителя на данной частоте.

3.4. Нелинейные искажения

Элементы схемы усилителя в определённой степени зависят от воздействующего на них напряжения (тока) и, следовательно, обладают некоторой нелинейностью. Наиболее значительной нелинейностью обладают усилительные элементы, индуктивности и ферромагнитными сердечниками, трансформаторы. Нелинейность элементов схемы приводит к тому, что зависимость выходного напряжения усилителя от входного также становится нелинейной, рис. 2.12:

Рис. 2.12. Влияние нелинейности характеристик усилительного элемента на форму выходного сигнала.

В результате на выходе усилителя появляются спектральные составляющие, которые отсутствовали в исходном сигнале.

В многоканальной системе передачи нелинейность характеристик не только искажает передаваемую информацию, но вызывает дополнительные помехи, т.к. сигналы одних каналов могут образовывать спектральные составляющие, попадающие в полосу частот сигналов других каналов. Количественная оценка нелинейных искажений в усилителе производится с помощью коэффициента нелинейных искажений К_Г, равно:

;

где U1_Г, U_2Г, … , U_nГ – амплитуды напряжений 1, 2, … , n-й гармоник, возникающих на выходе усилителя при подаче на его вход синусоидального напряжения.

В технике МСП часто оценивают степень нелинейности по 2-ой и 3-ей гармоникам:

; ;

или в логарифмических единицах – затуханием нелинейности (в децибелах) по соответствующим гармоникам:

Установлено, что при возрастании уровня сигнала на выходе усилителя на ∆p:

затухание по i-ой гармонике уменьшается на величину (i – 1)·∆p, дБ:

На рис. 2.13 приведены зависимости затухания нелинейности по второй и третьей гармоникам от выходного уровня сигнала.

Рис. 2.13. Зависимость затухания нелинейности по второй и третьей гармоникам от выходного уровня сигнала

Отметим, что затухание A’_i2 справедливо лишь при малой нелинейности усилителя, т.е. до определённого значения Р_{ВЫХ. МАКС}. Нужно иметь ввиду, что основная доля нелинейных искажений возникает за счет выходного каскада усилителя, поэтому нелинейными искажениями за счет предварительных каскадов, обычно приобретают. Заметим, что величины А_2Г0 и А_3Г0 соответствуют выходной мощности Р_ВЫХ = 1 мВт.

3.5. Временные характеристики усилителя

При передачи импульсных сигналов в усилителях возникают искажения, обусловленные нестационарными (переходными) процессами из-за наличия в нём реактивных элементов (емкостей и индуктивностей). Для оценки этих искажений пользуются временными характеристиками: переходной и импульсной.

Переходной характеристикой h(t) усилителя называется зависимость мгновенного значения напряжения на его выходе от времени U_ВЫХ(t) при подаче на вход напряжения в виде единичной функции 1(t). Различают переходную характеристику для малых и больших времён. На рис. 2.14 приведена h(t) для малых времён.

Рис. 2.14. Зависимость выходного напряжения усилителя при подаче на вход единичной функции 1(t) в области малых времен

Характеристика для малых времён определяет вид искажений фронтов импульсного сигнала. Реальная переходная характеристика для малых времён чаще всего изменяется по закону экспоненты, рис. 2.14 а). Реже переходный процесс сопровождается колебательным процессом, рис.2.14 б). Меру искажения импульсного сигнала определяют по времени установления t_УСТ. Время в течение которого напряжение на выходе изменяется от 0,1 до 0,9 от установившегося значения:

t_УСТ = t₂ – t₁;

При колебательном процессе t_УСТ меньше, но при этом появляются дополнительные искажения в виде выброса δU_ВЫХ:

.

Отметим, что искажение фронтов заметны при усиление импульсов малой длительности. При усилении импульсов большой длительности важно знать – насколько долго усилитель может сохранять постоянное напряжение на выходе, после подачи на вход усилителя единичной функции 1(t), рис 2.15.

Рис. 2.15. Зависимость выходного напряжения усилителя при подаче на вход единичной функции 1(t) в области больших времен.

Реальная h(t) для больших времён чаще всего спадает плавно. Искажения оцениваются величиной спада:

Искажения импульсных и гармонических сигналов взаимосвязаны. Те и другие обусловлены реактивными элементами схем и инерционностью работы усилительных элементов. Поэтому эти искажения называются линейными.