Как найти несущую частоту сигнала

5. Выбор частоты несущих колебаний в радиосвязи

Для передачи сообщений с помощью модулированных колебаний требуется выделить вблизи несущей частоты полосу частот шириной Δω_АМ= 2Ω_max при амплитудной модуляции или Δω ≈ 2Δω_дев при частотной модуляции.

В радиовещании при амплитудной модуляции Ω_max ≈ 2π × 5 кГц.

Ширина канала радиосвязи определяет число радиостанций, которые могут работать в данном относительном интервале частот, не мешая друг другу.

Например, при f_нес = 200 кГц в 20 %-ном интервале частот при использовании АМ можно разместить более чем 4 радиостанции:

При переходе к более высоким частотам число допустимых каналов связи резко увеличивается.

Так, при f_нес = 200 МГц в том же 20 %-ном интервале частот при использовании АМ можно разместить 4х10³ радиостанций:

Так как в данной полосе частот могут быть размещены спектры частот конечного числа станций, не мешающих друг другу, существует международное и государственное законодательство, определяющее распределение несущих частот между разными видами систем связи и вещания.

Законодательством запрещается даже в лабораторных условиях использовать мощные генераторы без соответствующей экранировки, устраняющей помехи от них.

В связи с большим числом видов систем радиосвязи, радиолокации и иного, использующих прием и передачу электромагнитных волн, возникает противоречие между числом требуемых каналов связи и конечностью ширины используемого спектра частот — «теснота в эфире». Непрерывно продолжаются работы по освоению радиотехникой новых диапазонов несущих частот.

Несущая частота — сигнал

Cтраница 2

Иначе говоря, расстройка несущей частоты сигнала по отношению к собственной частоте настройки контуров преселектора всегда оказывается численно равной расстройке несущей частоты преобразованного сигнала по отношению к промежуточной частоте приемника.
 [16]

УВЧ должен быть настроен на несущую частоту сигнала. УВЧ ведет себя так же, как резистивиый усилитель. Уже при небольшой расстройке нагрузка перестает быть чисто активной: появляется ее индуктивное или емкостное сопротивление. Анодный ток и напряжение на аноде оказываются сдвинутыми по фазе. За счет обратной связи через проходную емкость лампы Сас, емкость между проводами и элементами сеточной и анодной цепей, связи через общий источник анодного питания и других часть выходного напряжения передается с выхода на вход усилителя.
 [18]

Эффект Допплера проявляется как на несущей частоте сигнала, так и на частотах любого другого колебания, которое может быть выделено из сигнала с помощью линейных или нелинейных преобразований. Таким образом, радиальная скорость объекта относительно некоторого опорного пункта может быть определена путем измерения частоты допплеровского сдвига в радиолинии опорный пункт — объект. Последнее мол-сет быть произведено как на опорном пункте, так и на самом перемещающемся объекте.
 [19]

Эти искажения случайным образом зависят от несущей частоты сигнала, и их характер может резко изменяться даже при незначительных ( единицы процентов) перестройках частоты. Малые по абсолютной величине изменения потерь рабочей волны, обусловленные неидеальностями тракта, практически не зависят от омических потерь рабочей волны и могут оказаться сравнимыми с ними или даже больше их. В результате параметры трактов могут существенно отличаться от параметров, рассчитанных в предположении, что нерегулярности отсутствуют. Для таких трактов будет дан подробный анализ искажений амплитуды и фазы рабочей волны, причем в зависимости не только от частоты, но и от экземпляра совокупности статистически однородных секций или линий: например, секций одной и той же технологии изготовления, или линий, отличающихся лишь порядком сочленения составляющих их секций. Кроме того, будет исследовано, как меняются параметры линии при относительно небольших изменениях ее длины. Будет показано, что определяющими статистическими характеристиками являются величины средних ( по совокупности линий) потерь основной волны на преобразование в различные паразитные волны. Если эти величины удается оценить по результатам эксперимента, а также измерить фильтрацию паразитных волн и их фазовые постоянные, то можно теоретически найти остальные статистические характеристики многоволнового тракта, изученные в настоящей главе.
 [20]

Определим дисперсии оценок времени прихода и несущей частоты сигнала в виде частотно-модулированного импульса с гауссовой огибающей.
 [21]

Контуры LiCi и L2C2 настраиваются на несущую частоту сигнала. Полоса пропускания контура 12С2 должна быть около 300 кгц. Иногда для получения необходимой полосы пропускания приходится шунтировать контур L2C2 сопротивлением 20 — 50 ком.
 [23]

Оба контура настраиваются в резонанс на центральную несущую частоту ЧМ сигнала. Обычно их параметры выбираются одинаковыми. Напряжение сигнала промежуточной частоты, полученное на первичном контуре, вводится в цепь диодов синфазно.
 [24]

В результате работы этого каскада происходит понижение несущей частоты сигнала и его боковых частот, но закон модуляции сигнала остается неизменным.
 [25]

Так как напряжение на этом сопротивлении пропорционально амплитуде несущей частоты сигнала, то при возрастании уровня сигнала на входе приемника отрицательное смещение на управляющих сетках ламп каскадов УВЧ и УПЧ увеличивается. При этом их усиление понижается, а уровень сигнала на выходе приемника остается почти неизменным.
 [27]

Резонансной характеристикой приемника называется зависимость его чувствительности от несущей частоты сигнала при неизменной настройке приемника. При графическом изображении резонансной характеристики по оси абсцисс откладывается величина расстройки в килогерцах, а по оси ординат — выраженное в децибелах относительное изменение чувствительности по сравнению с наивысшим ее значением.
 [28]

Вначале рамку и приемник измерителя поля настраивают на несущую частоту сигнала и устанавливают рамку в положение максимального приема по максимальному показанию стрелочного индикатора ( электронному или выпрямительному прибору) или максимальной громкости звука в телефоне. При этом ослабление а аттенюатора устанавливается таким, чтобы показание индикатора было удобным для отсчета.
 [29]

Напряжение, вырабатываемое каждым первичным преобразователем, модулирует несущую частоту сигнала соответствующего канала. Частотно-модулированные сигналы излучаются передающей антенной — наконечником зонда, принимаются на поверхности приемной антенной-металлическим штырем, вводимым в грунт на расстоянии 1 — 1 5 м от станции ( как, например, при работе с СПК-Т), и поступают в приемное устройство. Бескабельная телеметрическая связь упрощает технологию работ, позволяет передавать информацию по нескольким каналам, но самое главное — открывает новые возможности по совмещению других ( не только пенетрационных) способов проходки скважин с их одновременным исследованием различными каротажными методами.
 [30]

Страницы:  

   1

   2

   3

   4

   5

Рассмотрим теперь ситуацию, в которой
неизвестным информативным параметром
служит несущая частота сигнала. Обычно
в приложениях номинальное значение
несущей частоты
фиксировано и измерению полежит лишь
смещениечастоты принятого сигнала относительно,
так что модель сигнала на входе приемника
удобно записать в виде

,

где
– комплексная огибающая сигнала,
включающая линейный фазовый дрейф,
обусловленный частотным сдвигом,
а– как и ранее, мешающий параметр –
случайная начальная фаза, не содержащая
информации о сдвиге.

Подобная задача столь же часто встречается
на практике, как и предыдущая. Она
характерна для радиолокации, где скорость
объекта измеряется через оценку
доплеровского сдвига частоты, устройств
восстановления опорного колебания в
мобильной радиосвязи второго и третьего
поколений; систем автоподстройки частоты
в телевизионных и вещательных ЧМ
приемниках и т.п.

Вследствие частотно-временной дуальности
можно опустить детальный анализ факторов,
определяющих точность частотного
измерения. Действительно, поскольку
точность измерения запаздывания (сдвига сигнала по оси времени) зависит
(наряду с отношением сигнал-шум) от
протяженности сигнала в частотной
области (полосыW), то
можно предположить, что точность
измерения частотного сдвигаFбудет зависеть от протяженности сигнала
во временной области, которая есть
просто длительность сигналаT:

,

где константа a(порядка
единицы, как и при оценке временной
задержки) зависит от формы сигнала и
способа определения длительности
сигнала.

На основании рассмотренного материала
можно заключить, что в случае, когда
единственным информативным параметром
является частота, отсутствуют какие-либо
показания к привлечению
широкополосных сигналов, поскольку,
помимо энергии, только длительность
сигнала оказывает влияние на точность
оценки.

1.13. Одновременная оценка запаздывания и частоты.

Обсудим теперь ситуацию, когда как
временной
,
так и частотныйсдвиги принятого сигнала являются
неизвестными информативными параметрами,
т.е. подлежат измерению. Подобная задача
соответствует многим реальным сценариям.
В цифровых телекоммуникациях, например,
в системах мобильной связи 2-го и 3-го
поколений, прием, как правило, начинается
с синхронизации местного опорного
колебания с принятым сигналом. Данная
операция состоит в измерении
частотно-временного рассогласования
локального эталона с приходящим сигналом
и последующей частотно-временной
подстройки первого до входа в синхронизм
со вторым.

В отличие от скалярных параметров,
фигурировавших в предыдущих параграфах,
теперь оцениваемым параметром является
двумерный вектор
.
Соответственно, модель принятого сигнала
комбинирует в себе модели из 1.11 и 1.12:

,

где
– комплексная огибающая с учетом
запаздывания и частотного сдвига, а– как и ранее, неинформативная начальная
фаза.

Точность измерения этих двух
неэнергетических параметров полностью
определяется (помимо отношения сигнал-шум)
скоростью, с которой убывает сходство
между рассогласованными по времени и
частоте копиями
икомплексной огибающей сигнала с ростом.
Иными словами, на точность влияет
кривизна в нуле модуля коэффициента
корреляции

, (1.14)

как
функции двух переменных.
Эта функция, часто называемаяфункцией
неопределенности(ФН) Вудворда,
играет исключительно важную роль в
теории сигналов. Геометрически ее можно
представить трехмерной поверхностью
над плоскостью,
имеющей максимум, равный единице, в
начале координат:.
При отсутствии достоверных априорных
сведений о возможных значенияхФН должна достаточно быстро спадать в
любом направлении в плоскости.
В качестве примера на рис. 1.17 представлены
два варианта функции неопределенности,
причем вариант (b)
является более предпочтительным, чем
вариант (a), поскольку
отвечает более острой функции.

Для того, чтобы охарактеризовать остроту
,
нередко используют ее горизонтальное
сечение (называемоедиаграммой
неопределенности) на некотором
фиксированном уровне, например, 0.5.
Протяженность диаграммы неопределенности
по осиопределяетсявременем корреляциисигнала. Это становится очевидным, если
обратиться к сечению функции
неопределенности вертикальной плоскостью,
фактически приводящей к АКФ сигнала

Аналогичным образом, сечение поверхности
вертикальной плоскостью

представляет
собой амплитудный спектр квадрата
действительной огибающей сигнала.
Протяженностивдоль оси частот, называемаяполосой
огибающей,
обратно пропорциональна длительности
сигналаTи определяет
точность частотного измерения. Данная
характеристика устанавливает также и
протяженность диаграммы неопределенности
вдоль осиF. С учетом
этих замечаний пример диаграммы
неопределенности представлен рис. 1.18.

Необходимость одновременного
высокоточного измерения времени и
частоты требует применения сигнала с
острой функцией неопределенности.
Очевидно, чем острее функция
неопределенности, тем меньше площадь
диаграммы неопределенности, которая
пропорциональна произведению
.
Ориентация на простые сигналы приводит
к противоречию между размерами.
Действительно, для любого простого
сигналаи, следовательно,,
так что достичь значительной остроты
функции неопределенности вдоль одного
направления (например,)
невозможно иначе, как в обмен на
одновременное растяжение ее в другом
направлении ().

Использование широкополосных сигналов
открывает путь к устранению противоречия
между длительностью и шириной спектра
сигнала. Синтез подходящего закона
угловой модуляции обеспечивает требуемую
полосу сигнала
(время корреляции)
и, тем самым, нужную точность измерения
запаздывания, тогда как длительность
сигнала может быть выбрана независимо,
гарантируя необходимую точность
измерения частоты.

Сопоставив вышеприведенное заключение
с аналогичными выводами предыдущих
параграфов, можно видеть, что среди всех
классических задач приема, рассмотренных
к этому моменту, одновременная оценка
времени и частоты является первой, в
которой философия расширенного спектра
востребована безоговорочно.Не
существует никаких иных путей
бесконфликтного параллельного повышения
точности измерения запаздывания и
частоты, помимо использования
широкополосных сигналов.

Соседние файлы в папке 2011

• #
• #
• #
• #
• #
• #
• #
• #

В предлагаемом способе принятый аналоговый сигнал дискретизируется, далее сигнал последовательно преобразуется в последовательность комплексных спектральных коэффициентов в выбранном базисе функций Виленкина-Крестенсона. Преобразуют В-сплайн заданной степени р-1, р=2, 3, 4,…, Р, в последовательность комплексных спектральных коэффициентов в том же базисе функций Виленкина-Крестенсона, в котором преобразован дискретный сигнал. Затем последовательно поэлементно делят комплексные дискретные отсчеты, вычисляют компоненты спектральной плотности мощности в базисе функций сплайн-Виленкина-Крестенсона заданной степени р-1. Далее выделяют спектральную компоненту r с максимальной амплитудой мощности сигнала. Вычисляют значение несущей частоты сигнала по формуле f_n,=r·Δf, где Δf — расстояние между спектральными компонентами мощности. Технический результат: повышение скорости и точности оценки несущей частоты сигнала различной формы. 2 н.п. ф-лы, 4 ил.

Заявленные объекты объединены единым изобретательским замыслом, относятся к радиоизмерительной технике и могут быть использованы для оценивания несущей частоты сигнала в пределах полосы частот поиска.

Известен способ оценивания несущей частоты сигнала (см. патент США №4904930, МКИ G01R 23/16, 27.02.1990). Способ заключается в предварительной дискретизации сигнала в пределах полосы частот поиска, вычислении компонент спектральной плотности мощности в дискретных точках методом преобразования Фурье, выделении частотной области ΔF функции спектральной плотности мощности с максимальной концентрацией мощности и вычислении несущей частоты в этой области.

Недостатком этого способа является относительно узкая область применения, ограниченная возможностью оценивания несущей частоты в относительно небольшом классе базисов (экспоненциальные функции).

Известен способ (варианты) и устройство (варианты) оценивания несущей частоты (см. пат. RU №2137143, МПК7 G01R 23/16, Н04L 27/32, опубл. в Бюл. №25, 10.09.99, второй вариант). Способ заключается в предварительной дискретизации принятого сигнала в пределах полосы частот поиска в первую последовательность дискретных отсчетов Р₁, вычислении компонент спектральной плотности мощности в дискретных точках, сдвиге принятого сигнала по фазе на π/2 и его дискретизации, формирование второй последовательности дискретных отсчетов Р₂, формировании двух последовательностей произведений R₁(i) и R₂(i) объемом m≥2N-1, где m — общее число дискретных отсчетов, поэлементном суммировании произведений R₁(i) и R₂(i) и умножении результатов на нормирующий множитель, преобразовании полученной последовательности дискретных отсчетов методом дискретного косинусоидального преобразования, вычислении спектральной плотности мощности с максимальной концентрацией мощности сигнала и вычислении оценки несущей частоты.

Способ позволяет осуществлять измерение частоты в более жестких условиях приема (низком отношении сигнал/шум). Однако ему также присущ недостаток, обусловленный относительно низкой точностью оценивания несущей частоты. В нем для представления широкого класса сигналов возможно использование только совокупности классических экспоненциальных базисных функций.

Наиболее близким по своей технической сущности к заявленному является способ оценивания несущей частоты по патенту RU №2100812 С1, МКИ G01R 23/00, 1998. Способ-прототип включает предварительную дискретизацию сигнала в пределах полосы частот поиска, вычисление компонент спектральной плотности мощности в дискретных точках методом преобразования Фурье, вычисление частотной области ΔF функции спектральной плотности мощности с максимальной концентрацией мощности сигнала, выделение спектральной компоненты с максимальной амплитудой мощности на частоте f_n=n·Δf, где n=0, 1,…, N, n — номер спектральной компоненты, Δf — частотное расстояние между спектральными компонентами, вычисление несущей частоты сигнала.

Способ позволяет повысить точность оценивания несущей частоты путем использования информации о гладкости спектральной плотности мощности, заключенной во всех дискретных отсчетах спектральной плотности мощности.

Однако способ-прототип также характеризуется относительно невысокой точностью оценивания значения несущей частоты. В нем для представления широкого класса сигналов возможно использование только совокупности классических экспоненциальных базисных функций.

Известно устройство оценивания несущей частоты аналогового входного сигнала (см. WO 91/04496, МКИ G01R 23/00, 4.04.1991). Устройство включает последовательно соединенные блок дискретизации входного сигнала, преобразующее устройство для получения спектральных компонент из дискретизированного сигнала, блок определения спектральной компоненты с наибольшей спектральной величиной мощности и блок присвоения данной компоненте значения частоты оцениваемого сигнала.

Недостатком этого устройства является относительно низкая точность оценивания несущей частоты сигнала. В нем для представления широкого класса сигналов возможно использование только совокупности классических экспоненциальных базисных функций.

Известно устройство оценивания несущей частоты (см. Пат. RU №2137143, МПК7 G01R 23/16, Н04L 27/32, опубл. в Бюл. №25, 10.09.99, фиг.13). Устройство включает блок управления, первый и второй блоки памяти, блок фильтров, фазовращатель, линию задержки, первый и второй аналого-цифровые преобразователи, блок преобразования сигнала, коммутатор, блок дискретного косинусоидального преобразования и определения спектральной плотности мощности и блок определения частоты с соответствующими связями.

Устройство позволяет обеспечить высокую помехоустойчивость оценивания несущей частоты сигнала. Однако ему присущ недостаток, ограничивающий область его применения. Устройство обладает относительно низкой точностью оценивания значения несущей частоты сигнала. В нем для представления широкого класса сигналов возможно использование только совокупности классических экспоненциальных базисных функций.

Наиболее близким к заявленному по своей технической сущности является устройство оценивания несущей частоты (см. патент RU №2100812 С1, МКИ G01R 23/00, 1998, фиг.2).

Устройство-прототип содержит последовательно соединенные первый блок памяти, блок преобразования Фурье и определения спектральной плотности мощности, блок фильтров, второй блок памяти и блок определения частоты, выходы которого являются информационными выходами устройства оценивания несущей частоты, блок управления, группа адресных выходов которого соединена с группами адресных входов первого и второго блоков памяти, а первая группа управляющих выходов соединена с группами управляющих входов первого и второго блоков памяти, блока преобразования Фурье и определения спектральной плотности мощности, блока фильтров, блока определения частоты, фазовращателя, линии задержки, первого и второго аналого-цифровых преобразователей, первого и второго блоков преобразования сигнала и коммутатора, информационные входы фазовращателя и линии задержки объединены и соединены с информационным входом устройства оценивания несущей частоты, информационный вход первого аналого-цифрового преобразователя соединен с выходом линии задержки, тактовый вход объединен с тактовым входом второго аналого-цифрового преобразователя и соединен с тактовым входом устройства оценивания несущей частоты, вход разрешения объединен со входом разрешения второго аналого-цифрового преобразователя и выходом разрешения блока управления, а выход готовности соединен с первым входом готовности блока управления, второй вход готовности которого соединен с выходом готовности второго аналого-цифрового преобразователя, информационный вход которого соединен с выходом фазовращателя, а информационные выходы соединены со вторыми группами информационных входов первого и второго блоков преобразования сигналов, первые группы информационных входов которых соединены с информационными выходами первого аналого-цифрового преобразователя, а N групп информационных выходов каждого блока преобразования сигнала соединены соответственно с первой по N и N+1 по 2N группами информационных входов коммутатора, информационные выходы которого соединены с информационными входами первого блока памяти, а адресные входы соединены с адресными выходами блока управления, второй управляющий выход которого соединен со входами управления первого и второго блоков преобразования сигнала.

Устройство позволяет определять значение несущей частоты сигнала за счет использования информации о степени гладкости спектральной плотности мощности.

Недостатком устройства-прототипа является относительно невысокая точность оценивания значения несущей частоты сигнала, обусловленная ограничениями в представлении широкого класса сигналов. Для этой цели в устройстве-прототипе возможно использование только совокупности классических экспоненциальных базисных функций.

Целью заявляемых технических решений является разработка способа и устройства оценивания несущей частоты сигнала, обеспечивающих повышение точности оценивания значения несущей частоты сигнала путем использования более широкого класса базисных функций. Кроме того, заявленные технические решения расширяют арсенал средств данного назначения.

В заявленном способе поставленная цель достигается тем, что в известном способе оценивания несущей частоты сигнала, заключающемся в предварительной дискретизации сигнала в пределах полосы частот поиска, вычислении компонент его спектральной плотности мощности в дискретных точках, выделении спектральной компоненты с максимальной амплитудой мощности сигнала и вычислении несущей частоты сигнала f_n, дополнительно после дискретизации в пределах полосы поиска дискретизированный сигнал преобразуют в последовательность комплексных спектральных коэффициентов в выбранном базисе функций Виленкина-Крестенсона. Затем преобразуют В-сплайн заданной степени р-1, р=2, 3, 4, …, Р, в последовательность комплексных дискретных отчетов в том же базисе функций Виленкина-Крестенсона, в котором преобразован дискретный сигнал. Полученную последовательность комплексных спектральных коэффициентов делят поэлементно на последовательность комплексных дискретных отсчетов. По результату деления вычисляют компоненты спектральной плотности мощности в базисе функций сплайн-Виленкина-Крестенсона заданной степени р-1. После выделения спектральной компоненты r с максимальной амплитудой мощности сигнала вычисляют несущую частоту по формуле f_n=r·Δf, где Δf — расстояние между спектральными компонентами мощности сигнала. За значение несущей частоты сигнала в базисах функций сплайн-Виленкина-Крестенсона принимают величину f_n.

Указанная новая совокупность существенных признаков заявленного способа позволяет повысить точность оценивания значения несущей частоты сигнала путем использования более широкого класса базисных функций. При этом заявленное техническое решение расширяет арсенал средств данного назначения.

В заявленном устройстве поставленная цель достигается тем, что в известном устройстве оценивания несущей частоты сигнала, содержащем аналого-цифровой преобразователь, первый и второй блоки памяти, блок определения частоты и блок управления, выход разрешения которого соединен с входом разрешения аналого-цифрового преобразователя, тактовый вход которого является тактовым входом устройства, выход готовности аналого-цифрового преобразователя соединен с входом блока управления, а группа из N≥8 информационных выходов аналого-цифрового преобразователя соединена с соответствующими N информационными входами первого блока памяти, N входов управления которого объединены с соответствующими N входами управления второго блока памяти, блока определения частоты и второй группой из N соответствующих выходов блока управления, первая группа из N выходов которого соединена с соответствующими N адресными входами первого и второго блоков памяти, а N информационных выходов блока определения частоты являются выходом устройства, дополнительно введены третий и четвертый блоки памяти, первый и второй блоки преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона, умножитель и блок определения спектральной плотности мощности. Группа из N информационных входов блока определения спектральной плотности мощности соединена с соответствующими N информационными выходами четвертого блока памяти. Группа из N информационных выходов блока определения спектральной плотности мощности соединена с соответствующими N информационными входами блока определения частоты, а N входов управления блока определения спектральной плотности мощности объединены с второй группой из N соответствующих выходов блока управления и соответствующими N входами управления третьего и четвертого блоков памяти, первого и второго блоков преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона. Группа из N информационных входов второго блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона является установочным входом устройства. Группа из N информационных выходов второго блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона соединена с соответствующими N информационными входами третьего блока памяти. Группа из N информационных выходов третьего блока памяти соединена с первой группой из N соответствующих информационных входов умножителя. Группа из N информационных выходов умножителя соединена с соответствующими N информационными входами четвертого блока памяти. Вторая группа из N информационных входов умножителя соединена с соответствующими N информационными выходами второго блока памяти. Группа из N информационных входов второго блока памяти соединена с соответствующими N информационными выходами первого блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона. Группа из N информационных входов первого блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона соединена с соответствующими N информационными выходами первого блока памяти. Группа из N адресных входов первого блока памяти объединена с соответствующими N адресными входами третьего и четвертого блоков памяти. Информационный вход аналого-цифрового преобразователя является информационным входом устройства.

Указанная новая совокупность существенных признаков заявленного устройства позволяет повысить точность оценивания значения несущей частоты сигнала путем использования более широкого класса базисных функций. При этом заявляемое техническое решение расширяет арсенал средств данного назначения.

Проведенный анализ уровня техники позволяет установить, что аналоги, характеризующиеся совокупностью признаков, тождественных всем признакам заявленных способа и устройства оценивания несущей частоты отсутствуют и, следовательно, заявленный объект обладает свойством новизны.

Исследование известных решений в данной и смежных областях техники с целью выявления признаков, совпадающих с отличительными от прототипа признаками заявленных способа и устройства, показало, что они не следуют явным образом из уровня техники, из которого не выявлена также известность влияния преобразований, предусматриваемых существенными признаками заявленного изобретения, на достижение указанного результата, что позволяет считать заявляемый объект соответствующим условию патентоспособности «изобретательский уровень».

Заявленные объекты поясняются чертежами, на которых:

на фиг.1 показаны эпюры напряжений, поясняющие сущность способа оценивания несущей частоты сигнала;

на фиг.2 приведена общая структурная схема устройства оценивания несущей частоты сигнала;

на фиг.3 приведена принципиальная схема реализации блоков, выделенных на фиг.2 пунктирной линией;

на фиг.4 представлен алгоритм работы блока управления 10.

Реализация заявленного способа оценивания несущей частоты сигнала объясняется следующим образом (фиг.1).

Известно (см. М.В.Назаров, Б.И.Кувшинов, О.В.Попов. Теория передачи сигналов. — М.: Связь, 1970), что в настоящее время в системах связи для передачи радиосигналов широко используется их описание с помощью экспоненциальных функций. Для оценивания несущей частоты таких радиосигналов обычно применяется преобразование Фурье (сигналы предварительно раскладывают по экспоненциальным функциям, а если обработка ведется в цифровом виде, то сигналы предварительно раскладывают по дискретным экспоненциальным функциям). Однако для описания передаваемых радиосигналов могут использоваться и другие функции, например сплайн-Виленкина-Крестенсона функции (С.Н.Агиевич. Сплайн-Виленкина-Крестенсона функции в представлении сигналов // Научное приборостроение, 2002, том 12, №1, с.79-89). Используемые для передачи радиосигналов экспоненциальные функции обладают важными достоинствами: во-первых, они являются гладкими (бесконечно дифференцируемыми), а во-вторых, при использовании в цифровой обработке сигналов (ЦОС) для нахождения спектральных коэффициентов в базисе дискретных экспоненциальных функций (ДЭФ) имеются быстрые алгоритмы, например быстрое преобразование Фурье (БПФ). Между тем, быстрые алгоритмы имеются и для функций Виленкина-Крестенсона (ВКФ) (см. Трахтман А.М., Трахтман В.А. Основы теории дискретных сигналов на конечных интервалах. -М.: Сов. радио, 1975, 208 с.), частным случаем которых являются и ДЭФ. Быстрые алгоритмы для таких функций в общем случае выполняются значительно быстрее, чем БПФ ввиду меньшего значения модуля представления этих функций (см. Трахтман А.М., Трахтман В.А. Основы теории дискретных сигналов на конечных интервалах. -М.: Сов. радио, 1975, 208 с.). Поэтому использование функций Виленкина-Крестенсона в ЦОС приводит к значительному ускорению обработки сигналов, упрощению аппаратуры. Однако ВКФ обладают значительным недостатком — они не являются гладкими. Об этом свидетельствует, например, вид частного случая ВКФ — функций Уолша (см. Трахтман А.М., Трахтман В.А. Основы теории дискретных сигналов на конечных интервалах. -М.: Сов. радио, 1975, с.86). Непосредственное излучение сигналов на базе таких функций в эфир без существенной переработки аппаратуры (а порой и изготовления принципиально новой, например, в базисе Уолша) на практике связано с большими трудностями (см. X.Хармут. Теория секвентного анализа. — М.: Мир, 1980). Поэтому предложены новые базисные функции, названные сплайн-Виленкина-Крестенсона функциями (см. С.Н.Агиевич. Сплайн-Виленкина-Крестенсона функции в представлении сигналов // Научное приборостроение, 2002, том 12, №1, с.79-89). Они, с одной стороны, являются гладкими (положительное свойство экспоненциальных функций), а с другой стороны, быстрые алгоритмы для разложения сигналов по этим базисным функциям в общем случае выполняются значительно быстрее, чем вычисляется БПФ (положительное свойство быстрых алгоритмов в базисе ВКФ). Это позволяет модернизовать аппаратуру связи с целью расширения ее функциональных возможностей. Однако правильно оценить несущую частоту сигналов, синтезированных в базисе СВКФ, практически невозможно на основе экспоненциальных функций. Оценивать несущую частоту таких сигналов нужно в базисе СВКФ. А так как континуальные экспоненциальные функции и ДЭФ являются частным случаем СВКФ, то решение задачи оценивания несущей частоты сигналов в базисе СВКФ позволит расширить функциональные возможности прототипа и достичь цели изобретения.

Заявленный способ реализуется следующим образом.

На фиг.1 представлены графические пояснения способа оценивания несущей частоты. Аналоговый сигнал z(f), приведенный на фиг.1а, дискретизируют в z(t_k) (фиг.1б), затем вычисляют последовательность комплексных спектральных коэффициентов S(n)=_PalF_n(z) (фиг.1в) методом преобразования в выбранном пользователем базисе функций Виленкина-Крестенсона. Преобразование Фурье позволяет представить сигнал набором экспоненциальных функций. Для цифровой обработки сигналов широкое распространение получило БПФ. В этом случае сигнал представляется с помощью совокупности дискретных экспоненциальных функций. Аналогично выполняется и быстрое преобразование в базисах функций Виленкина-Крестенсона (БПВКФ). Частными (предельными) случаями функций Виленкина-Крестенсона являются, с одной стороны, дискретные экспоненциальных функции, а с другой — функции Уолша. Таким образом, быстрое преобразование в базисах функций Виленкина-Крестенсона является более общим по отношению к БПФ и заключается в представлении сигнала совокупностью функций Виленкина-Крестенсона. Одновременно В-сплайн заданной степени р-1, р=2, 3, 4, …, Р преобразуется в последовательность комплексных дискретных отчетов _PalU_n ^P методом преобразования в том же базисе функций Виленкина-Крестенсона (фиг.1г), в котором преобразовали дискретизированный сигнал. Порядок В-сплайна определяется пользователем и зависит от требуемой степени гладкости функций. После этого последовательность комплексных спектральных коэффициентов _PalF_n(z) делят поэлементно на последовательность комплексных дискретных отсчетов _PalU_n ^P (фиг.1д). По результату деления _PalS_n(n)/_palU_n ^p=_PalF_n(z)/_PalU_n ^P вычисляют компоненты спектральной плотности мощности в базисе функций сплайн-Виленкина-Крестенсона (фиг.1е) заданной степени р-1 с помощью известного выражения, представленного на фиг.1е, где N — нормирующий множитель. На новом массиве компонент спектральной плотности мощности находится максимум r (фиг.1ж), а значение несущей частоты сигнала определяется по формуле f_n=r·Δf (фиг.1ж), Δf — расстояние между спектральными компонентами.

В заявленном способе пользователь на основе информации о модуле представления чисел в базисе функций сплайн-Виленкина-Крестенсона и гладкости функций, описывающих сигнал, может выбрать нужный базис функций сплайн-Виленкина-Крестенсона и разложить сигнал в этом базисе. Точность оценивания несущей частоты в предлагаемом способе выше по сравнению с известными техническими решениями в тех случаях, когда описание несущей частоты сигнала не является традиционной (в виде экспоненциальной функции). В противном случае точностные характеристики заявленного способа оценивания несущей частоты сигнала будут не хуже известных аналогов и способа-прототипа.

При отсутствии априорной информации о гладкости функций р-1 и модуле чисел μ в базисе функций сплайн-Виленкина-Крестенсона пользователь путем перебора значений гладкости функций и модуля представления чисел в базисе функций сплайн-Виленкина-Крестенсона находит такие их значения, при которых достигается достаточно контрастное максимальное значение амплитуды мощности спектральной компоненты. Это значение и принимается за значение несущей частоты f_n. Использование аналогов и прототипа не позволяет осуществлять такой перебор величин р-1 и μ, а следовательно, и достаточно точно измерить значение несущей частоты сигнала.

Устройство оценивания несущей частоты сигнала, реализующее способ оценивания несущей частоты сигнала в базисах функций Виленкина-Крестенсона, показано на фиг.2. Оно состоит из аналого-цифрового преобразователя 1, первого 2, второго 4, третьего 6 и четвертого 8 блоков памяти, первого 3 и второго 5 блоков преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона, умножителя 7, блока определения спектральной плотности мощности 9, блока управления 10 и блока определения частоты 11. Выход разрешения блока управления 10 соединен с входом разрешения аналого-цифрового преобразователя 1. Тактовый вход аналого-цифрового преобразователя 1 является тактовым входом 12 устройства оценивания несущей частоты сигнала. Выход готовности аналого-цифрового преобразователя 1 соединен с входом блока управления 10. Группа из N≥8 информационных выходов аналого-цифрового преобразователя 1 соединена с соответствующими N информационными входами первого блока памяти 2. Группа из N входов управления первого блока памяти 2 объединена с соответствующими N входами управления второго блока памяти 4, блока определения частоты 11 и второй группой из N соответствующих выходов блока управления 10. Первая группа из N выходов блока управления 10 соединена с соответствующими N адресными входами первого 2 и второго 4 блоков памяти. Информационные выходы блока определения частоты 11 являются выходом устройства определения несущей частоты сигнала 15. Группа из N информационных входов блока определения спектральной плотности мощности 9 соединена с соответствующими N информационными выходами четвертого блока памяти 8. Группа из N информационных выходов блока определения спектральной плотности мощности 9 соединена с соответствующими N информационными входами блока определения частоты 11, а N входов управления блока 9 объединены с второй группой из N соответствующих выходов блока управления 10 и соответствующими N входами управления третьего 6 и четвертого 8 блоков памяти, первого 3 и второго 5 блоков преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона. Группа из N информационных входов второго блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона 5 является установочным входом 14 устройства оценивания несущей частоты сигнала. Группа из N информационных выходов второго блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона 5 соединена с соответствующими N информационными входами третьего блока памяти 6. Группа из N информационных выходов третьего блока памяти 6 соединена с первой группой из N соответствующих информационных входов умножителя 7. Группа из N информационных выходов умножителя 7 соединена с соответствующими N информационными входами четвертого блока памяти 8. Вторая группа из N информационных входов умножителя 7 соединена с соответствующими N информационными выходами второго блока памяти 4. Группа из N информационных входов второго блока памяти 4 соединена с соответствующими N информационными выходами первого блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона 3. Группа из N информационных входов первого блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона 3 соединена с соответствующими N информационными выходами первого блока памяти 2. Группа из N адресных входов первого блока памяти 2 объединена с соответствующими N адресными входами третьего 6 и четвертого 8 блоков памяти. Информационный вход аналого-цифрового преобразователя 1 является информационным входом 13 устройства оценивания несущей частоты сигнала.

Блок аналого-цифрового преобразования 1 предназначен для дискретизации аналогового сигнала с целью получения дискретных отсчетов сигналов и результатов преобразований над ними.

Схемы и принцип действия аналого-цифровых преобразователей 1 известны и описаны в книге: В.Н.Вениаминов, О.Н.Лебедев, А.И.Мирошниченко. Микросхемы и их применение. Справочное пособие — 3-е изд. перераб. и дополн. -М.: Радио и связь, 1989, — с.180-184. Они могут быть реализованы на микросхеме К1108ПВ2 (И.В.Новаченко, В.А.Телец. Микросхемы для бытовой аппаратуры. Справочник. -М.: Радио и связь, 1992, с.171).

Умножитель 7 предназначен для поэлементного умножения результатов работы (дискретных данных) блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона 3, хранящихся в блоке 4, на соответствующие дискретные данные блока 5 (хранящихся в блоке 6).

Схемы и принцип работы умножителя 7 известны и описаны в книге М.А.Карцев, В.А.Брик. Вычислительные системы и синхронная арифметика. -М.: Радио и связь, 1981, с.163-221. В частности, умножитель 7 может быть реализован на микросхемах SN54284 и SN54285 (с.305, рис.6.3.12) или на микросхеме ADSP1016 (С.Кун. Матричные процессоры на СБИС: Пер. с англ. -М.: Мир, 1991, с. 502, табл. 7.4).

Четвертый блок памяти 8 предназначен для хранения результатов умножения _PalF_n(z)/_PalU_n ^p, полученных в блоке 7.

Блок определения спектральной плотности мощности 9 предназначен для получения коэффициентов спектральной плотности мощности сигнала .

Блок управления 10 предназначен для осуществления координации работы всего устройства.

Блок определения частоты 11 предназначен для вычисления частоты спектральной компоненты r с максимальной амплитудной мощности f_n=r·Δf, значение которой и принимается за значение несущей частоты сигнала f_n.

Совокупность блоков 8, 9, 10 и 11 (фиг.2) может быть реализована на цифровом процессоре обработки сигналов TMS 32010 с дополнительными элементами (фиг.3). При этом блок управления 10 (фиг.2) реализован на цифровом процессоре обработки сигналов Б1 и элементах Б2…Б8. Блок памяти 8 (фиг.2) реализован на цифровом процессоре обработки сигналов (144 16-разрядных слова памяти) и блоке Б9. Блок определения спектральной плотности мощности 9 (фиг.2) реализован на цифровом процессоре обработки сигналов Б1 и элементах Б2…Б9.

Блок определения частоты 11 известен и может быть реализован на цифровом процессоре обработки сигналов TMS32010. Схема и принцип действия TMS32010 подробно рассмотрены в книге: Цифровой процессор обработки сигналов и его применение. / Под ред. А.А.Ланнэ. -Л.: ВАС, 1990, с.51-102, а вариант его подключения приведен на рис.3.1, с.75. Реализация блоков 8, 9, 10 и 11 аналогична соответствующим блокам (см. пат. RU №2168759, МПК7 G06 F 17/14, G01R 23/00. Способ (варианты) и устройство (варианты) оценивания несущей частоты. Опубл. 10.06.2001 г. в Бюл. №16, фиг.19). Отличие состоит в незначительном изменении алгоритма работы блока управления 10, алгоритм функционирования которого приведен на фиг.4.

Блоки 3, 5 (фиг.2) могут быть реализованы на цифровом процессоре обработки сигналов TMS32010 с дополнительными элементами. В работе (Трахтман А.М., Трахтман В.А. Основы теории дискретных сигналов на конечных интервалах. -М.: Сов. радио, 1975, 208 с.) на с.182, 185 указано, что возможна реализация единого алгоритма БПФ (быстрого преобразования Фурье) для базисов Виленкина-Крестенсона. А так как классический алгоритм БПФ может быть реализован, например, на TMS32010 (Цифровой процессор обработки сигналов и его применение. / Под ред. А.А.Ланнэ. -Л.: ВАС, 1990), то и БПФ для ВКФ (Виленкина-Крестенсона функций) реализуется подобным образом (в этом случае от базиса к базису изменяются коэффициенты, а алгоритмическая и программная реализация могут быть едиными). Отличия блоков 3 и 5 в том, что блок 5 дополнительно преобразует совокупность величин результата преобразования в совокупность обратных величин. Это возможно произвести с помощью операции деления. TMS32010 такую возможность дает (Цифровой процессор обработки сигналов и его применение. / Под ред. А.А.Ланнэ. -Л.: ВАС, 1990).

Счетчик Б3 (фиг.3) — реверсивный, 16-разрядный. Принцип работы известен и описан в книге: В.Л.Шило. Популярные цифровые микросхемы. Справочник. -М.: Радио и связь, 1988, с.85-93, рис.1.67, с.91. Может быть реализован на микросхеме К155ИЕ7. Порядок соединения четырех счетчиков описан там же на с. 92…94.

Принцип действия блока памяти Б9 известен и описан в книге В.Н.Вениаминов, О.Н.Лебедев, А.И.Мирошниченко. Микросхемы и их применение. Справочное пособие — 3-е издание перераб. и дополн. — М.: Радио и связь, 1989, с.145-148.

Блоки 2, 4 и 6 представляют из себя буферные запоминающие устройства, реализация которых известна (см. Большие интегральные схемы запоминающих устройств: Справочник / А.Ю.Горденов и др. -М.: Радио и связь, 1990. — 288 с.; Лебедев О.Н. Микросхемы памяти и их применение. -М.: Радио и связь, 1990, 160 с.).

Заявленное устройство оценивания несущей частоты сигнала (фиг.2), реализующее способ оценивания несущей частоты сигнала (фиг.1), работает следующим образом.

В исходном состоянии на тактовый вход аналого-цифрового преобразователя 1 поступают импульсы типа «меандр» с тактового входа 12 устройства. На информационный вход блока 1 поступает аналоговый сигнал z(t) (см. фиг.1а) с информационного входа 13 устройства. На информационные входы второго блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона 5 подаются отсчеты В-сплайна степени р-1(р=2, 3, 4)…M^p(t_k) с установочного входа 14 устройства.

Аналоговый сигнал z(t) в блоке 1 преобразуют в дискретную форму (см. фиг.16). Полученные дискретные отсчеты z(t_k) записывают в первый блок памяти 2. Операция записи осуществляется по сигналам блока управления 10. Рассмотрим данную операцию более подробно.

После завершения формирования очередного дискретного отсчета сигнала на выходе аналого-цифрового преобразователя 1 формируют сигнал «готовность», который поступает на вход блока управления 10. В результате на третьем выходе блока 10 формируют сигнал управления на запись полученного дискретного отсчета z(t_k) в блок памяти 2. Адрес записи указывается сигналом, сформированным блоком управления 10 и поступающим с его второго выхода на адресную группу входов первого блока памяти 2.

После завершения рассмотренной операции на первом выходе блока управления 10 формируют сигнал, разрешающий аналого-цифровому преобразователю 1 сделать следующий дискретный отсчет. Данный алгоритм работы устройства завершается записью n дискретных отсчетов в блок памяти 2. Полученные отсчеты под воздействием управляющего сигнала блока 10 поступают на информационные входы первого блока преобразования в базисах Pal(n, k) Виленкина-Крестинсона 3. Здесь вычисляют комплексные спектральные коэффициенты разложенного сигнала _palF_n(z) (см. фиг.1в). Последние под воздействием сигнала, формируемого блоком 10, записывают по соответствующим адресам во второй блок памяти 4.

Из В-сплайна заданной степени р-1(р=2, 3, 4,…,Р) во втором блоке преобразования в базисе функций Виленкина-Крестенсона 5 формируют последовательность комплексных дискретных отсчетов _PalF_n(M^p)=_palU_n ^p с последующим их преобразованием к виду 1/_PalF_n(M^p)=1|_palU_n ^p. Результаты вычислений записывают в третий блок памяти 6 под воздействием сигналов, поступающих на его адресные и управляющие входы от блока 10.

На следующем этапе в блоке умножения 7 спектральные коэффициенты, поступающие с выхода второго блока памяти 4, поэлементно делят на соответствующие им отсчеты, поступающие с выхода блока памяти 6.

Результаты деления _palS(n)/_PalU_n ^p=_palF_n(z)_PalU_n ^p под воздействием сигналов блока 10 записывают в четвертый блок памяти 8 (см. фиг.1д).

После записи всех указанных значений в блоке 9 определяют спектральную плотность в базисах функций сплайн-Виленкина-Крестенсона (см.фиг.1е) путем вычисления корня квадратного из суммы квадратов мнимой и реальной частей каждого результата деления _palS (n)/_PalU_n ^p и умножения на нормирующий множитель N. Значения поступают на вход блока определения частоты 11, где определяют номер r-й компоненты спектральной плотности мощности с максимальной амплитудой. Вычисление значения несущей частоты (см. фиг.1ж) осуществляют в соответствии с выражением f_n=r·Δf, где Δf расстояние между соседними спектральными компонентами (разрешение по частоте). Измеренное значение несущей частоты f_n, в базисе функций сплайн-Виленкина-Крестенсона заданной степени р-1 поступает на выход 15 устройства оценивания несущей частоты сигнала.

1. Способ оценивания несущей частоты сигнала, заключающийся в его предварительной дискретизации в пределах полосы частот поиска, вычислении компонент его спектральной плотности мощности в дискретных точках, выделении спектральной компоненты с максимальной амплитудой мощности сигнала и вычислении несущей частоты сигнала f_n, отличающийся тем, что после дискретизации в пределах полосы поиска дискретизированный сигнал преобразуют в последовательность комплексных спектральных коэффициентов в выбранном базисе функций Виленкина-Крестенсона, затем В-сплайн заданной степени р-1, р=2, 3, 4,…, Р, преобразуют в последовательность комплексных дискретных отчетов в том же базисе функций Виленкина-Крестенсона, в котором преобразован дискретный сигнал, после чего делят поэлементно последовательность комплексных спектральных коэффициентов на последовательность комплексных дискретных отсчетов, затем по результатам деления вычисляют компоненты спектральной плотности мощности в базисе функций сплайн-Виленкина-Крестенсона заданной степени р-1 и после выделения спектральной компоненты r с максимальной амплитудой мощности сигнала вычисляют несущую частоту по формуле f_n=r·Δf, где Δf — расстояние между спектральными компонентами мощности, которую принимают за величину f_n.

2. Устройство оценивания несущей частоты сигнала, содержащее аналого-цифровой преобразователь, первый и второй блоки памяти, блок определения частоты и блок управления, выход разрешения которого соединен с входом разрешения аналого-цифрового преобразователя, тактовый вход которого является тактовым входом устройства, выход готовности аналого-цифрового преобразователя соединен с входом блока управления, а группа из N≥8 информационных выходов аналого-цифрового преобразователя соединена с соответствующими N информационными входами первого блока памяти, N входов управления которого объединены с соответствующими N входами управления второго блока памяти, блока определения частоты и второй группой из N соответствующих выходов блока управления, первая группа из N выходов которого соединена с соответствующими N адресными входами первого и второго блоков памяти, а N информационных выходов блока определения частоты являются выходом устройства, отличающееся тем, что дополнительно введены третий и четвертый блоки памяти, первый и второй блоки преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона, умножитель и блок определения спектральной плотности мощности, N информационных входов которого соединены с соответствующими N информационными выходами четвертого блока памяти, N информационных выходов блока определения спектральной плотности мощности соединены с соответствующими N информационными входами блока определения частоты, а N входов управления блока определения спектральной плотности мощности объединены с второй группой из N соответствующих выходов блока управления и соответствующими N входами управления третьего и четвертого блоков памяти, первого и второго блоков преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона, N информационных входов второго блока преобразования в базисах Виленкина-Крестенсона являются установочным входом устройства, а N информационных выходов второго блока преобразования в базисах Виленкина-Крестенсона соединены с соответствующими N информационными входами третьего блока памяти, N информационных выходов которого соединены с первой группой из N соответствующих информационных входов умножителя, N информационных выходов которого соединены с соответствующими N информационными входами четвертого блока памяти, а вторая группа из N информационных входов умножителя соединена с соответствующими N информационными выходами второго блока памяти, N информационных входов которого соединены с соответствующими N информационными выходами первого блока преобразования в базисах функций Виленкина-Крестенсона, N информационных входов которого соединены с соответствующими N информационными выходами первого блока памяти, N адресных входов которого объединены с соответствующими N адресными входами третьего и четвертого блоков памяти, а информационный вход аналого-цифрового преобразователя является информационным входом устройства.